稳压管稳压电路输出电流较小，输出电压不可调，不能满足很多场合下的应用。串联型稳压电路以稳压管稳压电路为基础，利用晶体管的电流放大作用，增大负载电流；在电路中引入深度电压负反馈使输出电压稳定；并且，通过改变反馈网络参数使输出电压可调。

一、串联型稳压电路的工作原理

1、基本调整管电路

如图10.5.1（a）所示稳压管稳压电路中，负载电流最大变化范围等于稳压管的最大稳定电流和最小稳定电流之差 $(I_{Zmax}-I_{Zmin})$。扩大负载电流最简单的方法是：将稳压管稳压电路的输出电流作为晶体管的基极电流，而晶体管的发射极电流作为负载电流，电路采用射极输出形式，如图10.5.1（b）所示，常见画法如图（c）所示。

由于图（b）、（c）所示电路引入了电压负反馈，故能够稳定输出电压。但它们与一般共集放大电路有着明显的区别：其工作电源 $U_I$ 不稳定，“输入信号” 为稳定电压 $U_Z$，并且要求输出电压 $U_O$ 在 $U_I$ 变化或负载电阻 $R_L$ 变化时基本不变。
其稳压原理如下：
当电网电压波动引起 $U_I$ 增大，或负载电阻 $R_L$ 增大时，输出电压 $U_O$ 将随之增大，即晶体管发射极电位 $U_E$ 升高；稳压管端电压基本不变，即晶体管基极电位 $U_B$ 基本不变，故晶体管的 $U_{BE}(=U_B-U_E)$ 减小，导致 $I_B(I_E)$ 减小，从而使 $U_O$ 减小；因此可以保持 $U_O$ 基本不变。当 $U_I$ 减小或负载电阻 $R_L$ 减小时，变化与上述过程相反。可见，晶体管的调节作用使 $U_O$ 稳定，所以称晶体管为调整管，称图（b）、（c）所示电路为基本调整管电路。
根据稳压管稳压电路输出电流的分析，有式（10.4.9）可知，晶体管基极的最大电流为 $(I_{Zmax}-I_{Zmin})$，因而图（b）所示的最大负载电流为$$I_{Lmax}=(1+\beta )(I_{Zmax}-I_{Zmin})(\mathrm{10.5.1})$$这也就大大提高了负载电流的调节范围。输出电压为$$U_O=U_Z-U_{BE}(\mathrm{10.5.2})$$从上述稳压过程可知，要想使调整管起到调整作用，必须使之工作在放大状态，因此其管压降应大于饱和管压降 $U_{CES}$；换言之，电路应满足 $U_I\ge U_O+U_{CES}$ 的条件。由于调整管与负载相串联，故称这类电路为串联型稳压电源；由于调整管工作在线性区，故称这类电路为线性稳压电源。

2、具有放大环节的串联型稳压电路

式（10.5.2）表明基本调整管稳压电路的输出电压仍然不可调，且输出电压将因 $U_{BE}$ 的变化而变，稳定性较差。为了使输出电压可调，也为了加深电压负反馈以提高输出电压的稳定性，通常在基本调整管稳压电路的基础上引入放大环节。
（1）电路的构成
若同相比例运算电路的输入电压为稳定电压，且比例系数可调，则其输出电压就可调节；同时，为了扩大输出电流，集成运放输出端加晶体管，并保持射极输出形式，就构成具有放大环节的串联型稳压电路，如图10.5.2（a）所示。输出电压为$$U_O=(1+\frac{R_1+R_2^{\prime \prime }}{R_2^{\prime }+R_3})U_Z(\mathrm{10.5.3})$$由于集成运放开环差模增益可达 $80\text{dB}$ 以上，电路引入深度电压负反馈，输出电阻趋近于零，因而输出电压相当稳定。图（b）所示为电路的常见画法。
在图（b）所示电路中，晶体管 $T$ 为调整管，电阻 $R$ 与稳压管 $D_Z$ 构成基准电压电路，电阻 $R_1$、$R_2$ 和 $R_3$ 为输出电压的采样电路，集成运放作为比较放大电路，如图中所标注。调整管、基准电压电路、采样电路和比较放大电路是串联型稳压电路的基本组成部分。
（2）稳压原理
当由于某种原因（如电网电压波动或负载电阻的变化等）使输出电压 $U_O$ 升高（降低）时，采样电路将这一变化趋势送到 $\text{A}$ 的反相输入端，并与同相输入端电位 $U_Z$ 进行比较放大；$\text{A}$ 的输出电压，即调整管的基极电位降低（升高）；因为电路采用射极输出形式，所以输出电压 $U_O$ 必然降低（升高），从而使 $U_O$ 得到稳定。可简述如下：或可见，电路是靠引入深度电压负反馈来稳定输出电压的。
（3）输出电压的可调范围
在理想运放条件下，$U_N=U_P=U_Z$。所以，当电位器 $R_2$ 的滑动端在最上端时，输出电压最小，为$$U_{Omin}=\frac{R_1+R_2+R_3}{R_2+R_3}\cdot U_Z(\mathrm{10.5.4})$$当电位器 $R_2$ 的滑动端在最下端时，输出电压最大，为$$U_{Omax}=\frac{R_1+R_2+R_3}{R_3}\cdot U_Z(\mathrm{10.5.5})$$若 $R_1=R_2=R_3=300\text{Ω}$，$U_Z=6\text{V}$，则输出电压 $9\text{V}\le U_O\le 18\text{V}$。
（4）调整管的选择
在串联型稳压电路中，调整管是核心元件，它的安全工作是电路正常工作的保证。调整管常为大功率管，因而选用原则与功率放大电路中的功放管相同，主要考虑其极限参数 $I_{CM}$、$U_{(BR)CEO}$ 和 $P_{CM}$。调整管极限参数的确定，必须考虑到输入电压 $U_I$ 由于电网电压波动而产生的变化，以及输出电压的调节和负载电流的变化所产生的的影响。
从图10.5.2（b）所示电路可知，调整管 $T$ 的发射极电流 $I_E$ 等于采样电阻 $R_1$ 中电流和负载电流 $I_L$ 之和（ $I_E=I_{R1}+I_L$）；$T$ 的管压降 $U_{CE}$ 等于输入电压 $U_I$ 与输出电压 $U_O$ 之差（ $U_{CE}=U_I-U_O$）。显然，当负载电流最大时，流过 $T$ 管发射极的电流最大，即 $I_{Emax}=I_{R1}+I_{Lmax}$。通常，$R_1$ 上电流可忽略，且 $I_{Emax}\approx I_{Cmax}$，所以调整管的最大集电极电流 $$I_{Cmax}\approx I_{Lmax}(\mathrm{10.5.6})$$当电网电压最高（即输入电压最高），同时输出电压又最低时，调整管承受的管压降最大，即 $$U_{CEmax}=U_{Imax}-U_{Omin}(\mathrm{10.5.7})$$当晶体管的集电极（发射极）电流最大（即满载），且管压降最大时，调整管的功率损耗最大，即$$P_{Cmax}=I_{Cmax}{U}_{CEmax}(\mathrm{10.5.8})$$根据式（10.5.6）、（10.5.7）、（10.5.8），在选择调整管 $T$ 时，应保证其最大集电极电流、集电极与发射极之间的反向击穿电压和集电极最大耗散功率满足$$\{\begin{array}{c}{I}_{CM}>I_{Lmax}(\mathrm{10.5.9}a)\\ U_{(BR)CEO}>U_{Imax}-U_{Omin}(\mathrm{10.5.9}b)\\ P_{CM}>I_{Lmax}(U_{Imax}-U_{Omax})(\mathrm{10.5.9}c)\end{array}$$实际选用时，不但要考虑一定的余量，还应按手册上的规定采取散热措施。
在图10.5.2（b）所示电路中，如果最大负载电流为 $500\text{mA}$；输出电压调节范围为 $10\sim 20\text{V}$；输入电压 $25\text{V}$，波动范围为 $\pm 10\%$；那么选择调整管 $T$ 时，其极限参数应为$$I_{CM}>I_L=500\text{mA}$$$$U_{(BR)CEO}=1.1U_I-U_{Omin}=(1.1\times 25-10)\text{V}=17.5\text{V}$$$$P_{CM}>I_L(1.1U_I-U_{Omin})=(0.5\times 17.5)\text{W}=8.75\text{W}$$

3、串联型稳压电路的方框图

根据上述分析，实用的串联型稳压电路至少包含调整管、基准电压电路、采样电路和比较放大电路等四个部分。此外，为使电路安全工作，还应在电路中加保护电路，所以串联型稳压电路的方框图如图10.5.3所示。

【例10.5.1】电路如图10.5.2（b）所示，已知输入电压 $U_I$ 的波动范围为 $\pm 10\%$，调整管的饱和管压降 $U_{CES}=2\text{V}$，输出电压 $U_O$ 的调节范围为 $5\sim 20\text{V}$，$R_1=R_3=200\Omega$。试问：
（1）稳压管的稳定电压 $U_Z$ 和 $R_2$ 的取值各为多少？
（2）为使调整管正常工作，$U_I$ 的值至少应取多少？
解： 输出电压的表达式为$$\frac{R_1+R_2+R_3}{R_2+R_3}\cdot U_Z\le U_O\le \frac{R_1+R_2+R_3}{R_3}\cdot U_Z$$将 $U_{Omin}=5\text{V}$、$U_{Omax}=20\text{V}$、$R_1=R_3=200\Omega$ 代入上式，解二元方程，可得 $R_2=600\Omega$，$U_Z=4\text{V}$。此二元不等式可以得出 $U_Z$ 和 $R_2$ 的范围。
（2）所谓调整管正常工作，是指在输入电压波动和输出电压改变时调整管应始终工作在放大状态。研究电路的工作情况可知，在输入电压最低且输出电压最高时管压降最小，若此时管压降大于饱和管压降，则在其它情况下管子一定会工作在放大区。用式子表示为 $U_{CEmin}=U_{Imin}-U_{Omax}>U_{CES}$，即$$U_{Imin}>U_{Omax}+U_{CES}$$代入数据$$0.9U_I>(20+2)\text{V}$$得出 $U_I>24.5\text{V}$，故 $U_I$ 至少应取 $25\text{V}$。

【例10.5.2】电路如图10.5.2（b）所示，已知集成运放输出电流 $I_O$ 最大值为 $2\text{mA}$，调整管的电流放大倍数为 $30$。试问：
（1）最大负载电流 $I_{Lmax}$ 约为多少？
（2）若要稳压电路输出电流为 $1\text{A}$，则应采取什么办法？画出改进部分的电路图来。
解：（1）最大负载电流$$I_{Lmax}\approx I_{Emax}\approx I_{Cmax}=\beta I_O=60\text{mA}$$（2）可用复合管做调整管，如图10.5.4所示。

此时，$I_{Lmax}\approx I_{Emax}\approx I_{Cmax}\approx {\beta }_1{\beta }_2{I}_O$，只要 ${\beta }_1{\beta }_2>500$，就可使稳压电路的输出电流达到 $1\text{A}$ 以上。若 ${\beta }_1=30$，则要求 ${\beta }_2>17$。

二、集成稳压器中的基准电压电路和保护电路

1、基准电压电路

式（10.5.4）和（10.5.5）表明，串联型稳压电路输出电压的稳定性取决于基准电压的稳定性，因而通常要求基准电压电路具有温度系数为零、输出电阻小、噪声低等特点。
（1）稳压管基准电压电路
图10.5.5所示为稳压管基准电压电路。设稳压管 $D_Z$ 的稳定电压为 $U_Z$，晶体管 $T_2$ 导通时 b - e 间电压为 $U_{BE}$，则输出基准电压为$$U_{REF}=U_{BE}+U_Z(\mathrm{10.5.10})$$
由于图中的稳压管具有正温度系数，即温度升高时 $U_Z$ 增大，反之则 $U_Z$ 减小；而 $T_2$ 的发射结在正向导通时具有负温度系数，即在基极电流基本不变条件下，温度升高时 $U_{BE}$ 减小，反之 $U_{BE}$ 增大；所以该电路具有温度补偿作用。当温度变化时，$U_Z$ 与 $U_{BE}$ 的变化相反，互相抵消，使 $U_{REF}$ 变化很小。此外，电路采用射极输出形式，引入了电压负反馈，进一步提高了 $U_{REF}$ 的稳定性，且使输出电阻更小。
图10.5.6（a）所示为零温度系数基准电压电路，其等效电路如图（b）所示。已知稳压管的稳定电压具有正温度系数，$\text{NPN}$ 型管 b - e 间电压 $U_{BE}$ 具有负温度系数。设 $n$ 个和 $m$ 个二极管的导通电压 $U_{BE}$ 基本相等，则基准电压为$$U_{REF}=I_E{R}_2+m{U}_{BE}(\mathrm{10.5.11})$$$$I_E=\frac{U_Z-(m+n)U_{BE}}{R_1+R_2}(\mathrm{10.5.12})$$将式（10.5.12）代入（10.5.11），整理可得$$U_{REF}=\frac{U_Z{R}_2+(m{R}_1-n{R}_2)U_{BE}}{R_1+R_2}(\mathrm{10.5.13})$$在集成电路中，因材料相同，$R_1$ 与 $R_2$ 具有同样的温度系数，当温度变化时其比值不变，它们随温度变化而产生的变化量相互抵消，因而对 $U_{REF}$ 的影响很小，可忽略不计。所以 $U_{REF}$ 的温度系数为 $$\frac{\text{d}{U}_{REF}}{\text{d}T}=\frac{R_2}{R_1+R_2}\cdot \frac{\text{d}{U}_Z}{\text{d}T}+\frac{m{R}_1-n{R}_2}{R_1+R_2}\cdot \frac{\text{d}{U}_{BE}}{\text{d}T}(\mathrm{10.5.14})$$设 $\frac{\text{d}{U}_Z}{\text{d}T}/\frac{\text{d}{U}_{BE}}{\text{d}T}=k$，代入式（10.5.14），令 $\frac{\text{d}{U}_{REF}}{\text{d}T}=0$，可得$$\frac{R_1}{R_2}=\frac{n-k}{m}(\mathrm{10.5.15})$$上述分析表明，在 $m$、$n$、稳压管的 $U_Z$ 和二极管的 $U_{BE}$ 的温度系数确定的情况下，只要 $R_1$ 与 $R_2$ 按式（10.5.15）取值，就可做到基准电压温度系数为零。
（2）能隙基准电压电路
稳压管基准电压电路提供的基准电压中含有较高的噪声电平，因而在很多集成稳压器中采用能隙基准电压电路，也称带隙基准电压电路或禁带宽度基准电压电路，其基本组成如图10.5.7所示。从图中可知，基准电压为 $$U_{REF}=U_{BE3}+I_2{R}_2(\mathrm{10.5.16})$$
而 $I_2\approx I_3\approx I_S{e}^{\frac{u_{BE}}{U_T}}$，且 $I_3{R}_3=U_{BE1}-U_{BE2}$。由于电路中晶体管具有相同的特性，所以$$U_{BE1}-U_{BE2}\approx U_T\ln \left(\frac{I_1}{I_2}\right)$$$$I_3\approx \frac{1}{R_3}\cdot U_T\ln \left(\frac{I_1}{I_2}\right)$$因而 $R_2$ 上的电压为$$U_{R2}\approx I_3{R}_2\approx \frac{R_2}{R_3}\cdot U_T\ln \left(\frac{I_1}{I_2}\right)(\mathrm{10.5.17})$$由于 $T_1$ 和 $T_3$ 特性相同，若 $U_{BE1}\approx U_{BE3}$，则 $R_1$ 上电压与 $R_2$ 上电压近似相等，即 $I_1{R}_1\approx I_2{R}_2$，故 $I_1/I_2\approx R_2/R_1$。代入式（10.5.17），可得$$U_{R2}\approx I_3{R}_2\approx \frac{R_2}{R_3}\cdot U_T\ln \left(\frac{R_2}{R_1}\right)$$将上式代入式（10.5.16），可得基准电压为$$U_{REF}\approx U_{BE3}+\frac{R_2}{R_3}\cdot U_T\ln \left(\frac{R_2}{R_1}\right)(\mathrm{10.5.18})$$式中 $U_{BE3}$ 的温度系数 $\alpha$ 为负值，且 $\alpha =\text{d}{U}_{BE}/\text{d}T=-(1.8\sim 2.4)\text{mV}/\text{K}$，故可将 $U_{BE3}$ 表示为$$U_{BE3}=U_{go}+\alpha T(\mathrm{10.5.19})$$式中 $U_{go}$ 为硅材料咋 $0\text{K}$ 时外推禁带宽度（能带间隙）的电压值，又称为能隙电压值，根据 $\text{PN}$ 结的分析，其值为$$U_{go}=1.205\text{V}(\mathrm{10.5.20})$$因此基准电压为 $U_{REF}=U_{go}+\alpha T+U_{R2}$，即$$U_{REF}\approx U_{go}+\alpha T+\frac{R_2}{R_3}\cdot U_T\ln \left(\frac{I_1}{I_2}\right)\approx U_{go}+\alpha T+\frac{R_2}{R_3}\cdot U_T\ln \left(\frac{R_2}{R_1}\right)(\mathrm{10.5.21})$$由于 $I_1>I_2$，$\ln \left(\frac{I_1}{I_2}\right)>0$；$U_T=\frac{kT}{q}$，$q$ 和 $k$ 为常量，$T$ 为热力学温度，$T$ 增大时 $U_T$ 增大；所以第三项将随温度 $T$ 的升高而增大，即具有正温度系数。因此，只要选取合适的 $R_1\sim R_3$ 的数值，就可使式（10.5.21）中的第二项和第三项相互抵消，从而使基准电压变为 $$U_{REF}=U_{go}(\mathrm{10.5.22})$$显然，基准电压将与温度无关，从而获得极好的稳定性。

2、保护电路

在集成稳压器电路内部含有各种保护电路，如过流保护、短路保护、调整管安全工作区保护、芯片过热保护电路等，使集成稳压器在出现不正常情况时不至于损坏。而且，因为串联型稳压电路的调整管是其核心器件，它流过的电流近似等于负载电流，且电网电压波动或输出电压调节时管压降将产生相应的变化，所以这些保护电路都与调整管紧密相关。
（1）过流保护电路
过流保护电路能够在稳压器输出电流超过额定值时，限制调整管发射极电流在某一数值或使之迅速减小，从而保护调整管不会因电流过大而烧坏。凡在过流时使调整管发射极电流限制在某一数值的电路，称为限流型过流保护电路；凡在过流时使调整管发射极电流迅速减小到较小数值的电流，称为截流型（或减流型）过流保护电路。

图10.5.8（a）所示为限流型保护电路，$T_1$ 为调整管，$T_2$ 和 $R_0$ 构成保护电路，图（b）所示为集成稳压电路中的画法。$R_0$ 为电流采样电阻，其电流等于稳压电路的输出电流 $I_0$，故其电压正比于 $I_0$。正常工作时，$T_2$ 的 b - e 间电压 $U_{BE}=I_0{R}_0<U_{\text{on}}$，$U_{\text{on}}$ 为 b - e 间的开启电压，因而 $T_2$ 处于截止状态。当过流，即输出电流增大到一定数值时，$R_0$ 上的电压足以使 $T_2$ 导通，便从 $T_1$ 管的基极电流分流，因而限制了调整管的发射极电流。$R_0$ 的取值不同，调整管发射极的限定值将不同，其表达式为$$I_{Omax}\approx I_{Emax}\approx U_{BE2}/R_0(\mathrm{10.5.23})$$图（c）所示为输出特性。上述分析表明，限流型保护电路虽然组成简单，但是在保护电路起作用后调整管仍有较大的工作电流，因而也就有较大的功耗，所以不适用于大功率电路。

图10.5.9（a）所示为截流型过流保护电路，$T_1$ 为调整管，$R_0$ 为电流采样电阻，它与 $T_2$、$R_1$ 和 $R_2$ 构成保护电路，图（b）所示为集成稳压电路中的画法。电路中 $\text{A}$、$\text{B}$ 点的电位分别为$$U_A=I_O{R}_0+U_O$$$$U_B=\frac{R_2}{R_1+R_2}\cdot U_A$$因而 $T_2$ 管 b - e 间电压为$$U_{BE2}=U_B-U_O=\frac{R_2}{R_1+R_2}\cdot (I_O{R}_0+U_O)-U_O(\mathrm{10.5.24})$$式（10.5.24）表明，$I_O$ 增大，$U_{BE2}$ 将随之增大。未过流时，$U_{BE2}<U_{\text{on}}$，使 $T_2$ 截止。当 $I_O$ 增大到一定数值或输出端短路时，$T_2$ 导通，对调整管 $T_1$ 的基极分流，使 $I_O$ 减小，当负载不变时，将导致输出电压 $U_O$ 减小；此时虽然 $U_B$ 随 $U_O$ 的下降而下降，但是 $U_O$ 下降的幅值大于 $U_B$，这是因为 $U_B$ 的下降幅值是对 $U_A$ 的分压，而 $U_A$ 与 $U_O$ 的下降幅值几乎相等。从而使得 $T_2$ 的电流进一步增大，$T_1$ 的电流进一步减小，最终减小到较小数值。输出特性如图（c）所示。设 $T_2$ 导通时 b - e 间电压为 $U_{\text{on}}$，令输出电压 $U_O$ 为零，并代入式（10.5.24），可求出输出电流的最小值为$$I_O\approx \frac{U_{\text{on}}}{k{R}_0}(k=\frac{R_2}{R_1+R_2})(\mathrm{10.5.25})$$通常，在截流型过流保护电路启动后，均有一个正反馈过程，使输出电流迅速减小。

（2）调整管的安全工作区保护电路

调整管的安全工作区保护电路可使调整管既不因过电流而烧坏，又不因过电压而击穿，因此它由过流保护和过压保护两种电路组合而成，最终保证调整管不超过其最大耗散功率。在图10.5.10所示电路中，由晶体管 $T_{16}$、$T_{1}7$ 组成的复合管为调整管，由 $R_{13}$、$D_{Z2}$ 和 $R_{11}$、$R_{12}$、$R_{21}$、$T_{15}$ 组成保护电路，输出电流如图中所标注。在电路正常工作时，$D_{Z2}$ 和 $T_{15}$ 均截止。电阻 $R_{12}$ 上的电压为$$U_{R12}=\frac{R_{12}}{R_{21}+R_{12}}\cdot U_{BE17}$$$T_{15}$ 的 b - e 间电压为$$U_{BE15}=U_{R12}+I_O{R}_{11}(\mathrm{10.5.26})$$且 $U_{BE15}<U_{\text{on}}$。$I_O$ 增大，$R_{11}$ 上的电压增大，$U_{BE15}$ 将随之增大。
当电路过载或输出端短路时，$R_{11}$ 上的电压增大使 $U_{BE15}>U_{\text{on}}$，$T_{15}$ 导通，对调整管的基极分流，实现了过流保护。若 $U_I$ 与 $U_O$ 之间电压（即调整管管压降）超过允许值，则 $D_{Z2}$ 击穿，使 $T_{15}$ 基极电流骤然增大而迅速进入饱和区，$I_9$ 的大部分电流流过 $T_{15}$，从而使调整管 $T_{17}$ 接近截止区，也就使其功耗下降到较小的数值。可见，过压保护电路最终限制了调整管的功耗，使调整管工作在安全区。

（3）芯片过热保护电路
芯片损坏的重要原因之一是长期通过大电流而引起结温超过允许值。在集成稳压器中，调整管的结温决定芯片的温度。为此，常利用二极管或晶体管的结温作为测温元件，让它们靠近调整管，从而反映调整管的温升情况。当调整管温升超过允许值时，测温二极管（或晶体管）启动一个电路，减小其电流，使芯片温度下降至安全值

在图10.5.11所示电路中，由晶体管 $T_{16}$、$T_{17}$ 组成的复合管作为调整管；$T_{14}$ 和 $R_7$ 为测温元件，它们与 $R_1$、$R_6^{\prime }$ 和 $D_{Z1}$ 组成芯片过热保护电路。$T_{14}$ 管 b - e 间电压为$$U_{BE14}=U_{R7}=\frac{R_7}{R_6^{\prime }+R_7}\cdot (U_{Z1}-U_{BE12})$$其中稳压管具有正温度系数，而晶体管 b - e 间电压具有负温度系数。芯片未过热时，$T_{14}$ 截止。芯片温度上升，$U_{Z1}$ 增大，$U_{BE12}$ 减小，即 $(U_{Z1}-U_{BE12})$ 增大，而 $T_{14}$ 的 b - e 间开启电压 $U_{\text{on}}$ 却减小。当芯片温度上升到一定数值（通常在 $150\sim 175℃$）时，$T_{14}$ 导通，对调整管的基极分流，输出电流减小，调整管的功耗下降，使芯片温度被限制在一定数值之下。