简介这份文档面向电子信息类专业学生聚焦北邮模电实验五「共射放大电路的频率特性与深负反馈的影响」用于完成频率响应测试、波特图仿真与实测对比、负反馈深度分析等实验环节。包内为1个docx文件压缩包约4.69MB按实验指导书体例编排包含实验目的、设备器件清单、电路图、数据表格与对比分析栏目可直接在文档中录入结果并撰写分析。内容覆盖100pF与0.01μF两种电容下中频增益、上限截频、下限截频的标定Multisim仿真与AD2网络分析实测波特图的差异讨论以及将R3、R4对调加深负反馈后增益与通频带的变化对比。此外还附有2N5551晶体管模型参数修改表、C4电容作用思考题与实验体会撰写要点便于对照完成计算、仿真、测试三栏数据的整理与误差归因。已有275人学习。1. 对不上的两个数深负反馈把增益大幅降低5倍上限截频为什么只移动14%共射放大电路的频率特性说到底就是一条增益随频率变化的曲线中频增益、上限截频、下限截频三个数字就能把通频带固定下来。做完深负反馈那一组表里会出现一个很别扭的结果中频增益从 23.2 dB 掉到 9.5 dB倍数上缩了近 5 倍可上限截频只从 881.6 kHz 挪到 1.008 MHz涨了 14%。按课本上“负反馈拓宽通频带”的说法上限截频该跟着放大同样的倍数才对。这个矛盾并不是数据测错了它恰好暴露了共射电路上限截频的真正决定者跨接在基极和集电极之间的那颗 C4以及它带来的密勒倍增。看懂这一点你就知道什么时候该信“负反馈扩带宽”这句话什么时候它根本不成立。2. 密勒电容一颗 100pF 的 Cbc 凭什么决定上限截频2.1 从 Cbc 到输入端的等效电容1gm·Rc 这个系数从哪来C4 一头接基极一头接集电极是跨接在输入和输出之间的。共射组态下这两点的相位相反基极电压上升集电极电压下降。于是 C4 两端的电压变化量不是 Vi而是 Vi 加上输出摆幅 |Av|·Vi流过它的电流被放大了 (1|Av|) 倍。从输入端看过去这颗电容等效成了 (1|Av|)·C4。这就是密勒效应。100pF 的电容在中频增益 14.5 倍的电路里折算到输入端大约是 1.5 nF凭空多出 15 倍。而这颗等效电容挂在输入节点上与信号源内阻、偏置电阻网络、rbe 一起组成一个 RC 低通上限截频就由这个时间常数决定。所以讨论共射电路的高频特性核心在于搞清楚“多大的电阻看到了多大的等效电容”C4 本身的容值反倒次要。常见的实现思路是把放大器拆成“输入节点”和“输出节点”两个 RC分别算时间常数取大的那个当主极点。下面这段代码就把输入节点的时间常数算了一遍用的都是实验里能查到的量。import math # 1) 中频增益dB 换倍数三组数据都落在 14.3~14.5 倍之间 for name, gdb in [(手算, 23.251), (仿真, 23.103), (实测, 23.167)]: print(name, round(10 ** (gdb / 20), 2)) # 2) 密勒等效Cbc 从输出节点折到输入节点要乘 (1|Av|) gm 1.4e-2 # 由 IE≈2.2mA 估算gm IC/VTVT≈26mV rc 1e3 # 集电极负载 1kΩ cbc 100e-12 # C4 100pF rs 51.0 # 输入端串接的 51Ω决定输入节点的时间常数 k 1 gm * rc # 密勒倍增因子约 15 cmiller cbc * k # 折算到输入端的等效电容 tau rs * cmiller # 输入节点时间常数 fh 1 / (2 * math.pi * tau) print(f倍增因子 {k:.1f}, 等效电容 {cmiller*1e9:.2f} nF, fH≈{fh/1e6:.2f} MHz)代码里 gm 取 1.4e-2 S对应静态电流 2.2 mA 左右是从 5V 供电、24kΩ 与 10kΩ 分压偏置、发射极串 300Ω 加 51Ω 这组参数估出来的rc 是集电极那支 1kΩrs 是输入端串的 51Ω。跑出来倍增因子约 15、等效电容 1.5 nF、fH 约 2.1 MHz与仿真的 1.689 MHz 同一量级误差来自 gm 的粗估和 rbb 被忽略。这个量级上的吻合已经足够说明上限截频主要是被这颗折算后的电容压住的。2.2 100 倍电容换来 94 倍截频下降数据本身就在指认主极点如果 C4 只是普通的高频旁路容值变化对上限截频的影响应该是缓慢的、带拐弯的。实际数据不是这样C4 从 100pF 换到 0.01μF正好 100 倍仿真的上限截频从 1.689 MHz 掉到 17.936 kHz比值 94.2。两个数量级几乎一比一对应。条件仿真 fH实测 fHfH × C4仿真C4 100pF浅反馈1.689 MHz881.64 kHz1.69e-4C4 0.01μF浅反馈17.936 kHz12.419 kHz1.79e-4C4 100pF深反馈1.796 MHz1.0075 MHz1.80e-4C4 0.01μF深反馈16.988 kHz13.345 kHz1.70e-4最后一列几乎是个常数波动在 ±6% 以内。这说明在四个工作点上fH 都满足 fH ≈ K/C4K ≈ 1.7e-4。只有单一电容主导主极点时才会出现这种整齐的反比关系。换成更直白的话这段频率范围内C4 大小几乎决定了上限截频其它结电容和布线电容加起来的贡献只体现在那个 6% 的偏差里。反过来说如果你测出来的 fH×C4 在两组数据之间差了三四倍那说明主极点已经换人做了可能是布线电容接管也可能是仪器带宽到顶了。这个乘积可以当成一个廉价的自检指标。提示fH×C4 这个乘积只在密勒电容主导时稳定。做完一组实验顺手算一下比盯着单条曲线看更容易发现问题。2.3 输入端那个 51Ω为什么主极点电阻不是 24kΩ 偏置电阻有人会想当然地认为输入节点电阻是 24kΩ 并 10kΩ 约 7kΩ那算出来的时间常数大到离谱fH 会掉到几十 kHz与实测差了两个数量级。问题出在信号源这一侧电路输入端串了 51Ω信号从这 51Ω 进来节点上看到的等效源电阻是 51Ω 与 (7kΩ 并 rbe) 的并联结果基本就是 51Ω。所以主极点的时间常数是 51Ω × 1.5nF ≈ 77ns对应 2 MHz 上下这才对得上。偏置电阻网络虽然有 7kΩ但它被 51Ω 死死压住起不到主导作用。这也是为什么同样的电路把信号源内阻从 51Ω 换成 600Ω上限截频会成比例往下掉——密勒电容没变看到它的电阻变了。理解这一层之后实测比仿真低一截就有了候选解释仿真里那 51Ω 是理想的实测里它是电阻本体加上面包板簧片、跳线、探头地线夹引入的几 nF 级寄生网络的一部分实际等效串联阻抗比 51Ω 大再加上探头约有 10pF 输入电容并在节点上对 100pF 的 C4 来说是 10% 的增量对 1.5nF 的等效电容是 0.7%。两条叠加仿真 1.689 MHz、实测 881.64 kHz 这个接近 2 倍的差距就不奇怪了。3. 模型参数改写为什么要把 VAF 和 IKF 推进 1e303.1 五个参数各自关掉了什么指导书附录里那张家晶体管模型参数修改表第一次看会觉得莫名其妙把厄尔利电压改成 1e30把高电流转角改成 1e30把漏饱和电流改成 0这些数在物理上根本不存在。但如果把目的想清楚——让仿真结果能跟手算公式对上——这些改动就非常合理手算时你假设 β 是常数、输出电阻无穷大、没有漏电那仿真模型里对应的非理想项当然要一项项关掉。模型参数原模型值修改后关掉或校准的是什么IS 传递饱和电流2.511e-153.92e-14校准工作点让指定 Vbe 下的 IC 对上实测电流BF 理想最大正向放大倍数242.6实测 β让仿真里的 β 等于万用表量出来的那个VAF 正向厄尔利电压1001e30基区宽度调制等效于令 ro → ∞IKF 大电流 β 转角0.34581e30大电流下 β 开始下降的那道弯ISE B-E 漏饱和电流2.511e-150小电流下 β 下降的那道弯IS 从 2.5e-15 抬到 3.9e-14涨了 15.6 倍。按二极管方程同样电流下 Vbe 会降 VT·ln(15.6) ≈ 71 mV。原来那个模型要在 2.2 mA 上跑得给一个比实际更高的 Vbe偏置点整体偏移增益自然对不上。改 IS 就是把这个偏移拉回来。3.2 VAF 改成 1e30ro 到底影响了多少VAF 是厄尔利电压ro ≈ (VAF Vce)/IC。原值 100 V、IC 2.2 mAro 约 45kΩ。它跟 1kΩ 的集电极电阻并联对增益的影响是 1k/45k ≈ 2.2%折算成 dB 大约 0.19 dB。手算 23.251 dB、仿真 23.103 dB差 0.15 dB量级上正好对得上这一项。所以改 VAF 不是为了那 0.15 dB它本文还有配套的精品资源点击获取 
长河君 · 2026/11/6 9:22:16 · 阅读 1.2k 深负反馈为何只降增益不拓带宽？共射上限截频的密勒电容解析
简介这份文档面向电子信息类专业学生聚焦北邮模电实验五「共射放大电路的频率特性与深负反馈的影响」用于完成频率响应测试、波特图仿真与实测对比、负反馈深度分析等实验环节。包内为1个docx文件压缩包约4.69MB按实验指导书体例编排包含实验目的、设备器件清单、电路图、数据表格与对比分析栏目可直接在文档中录入结果并撰写分析。内容覆盖100pF与0.01μF两种电容下中频增益、上限截频、下限截频的标定Multisim仿真与AD2网络分析实测波特图的差异讨论以及将R3、R4对调加深负反馈后增益与通频带的变化对比。此外还附有2N5551晶体管模型参数修改表、C4电容作用思考题与实验体会撰写要点便于对照完成计算、仿真、测试三栏数据的整理与误差归因。已有275人学习。1. 对不上的两个数深负反馈把增益大幅降低5倍上限截频为什么只移动14%共射放大电路的频率特性说到底就是一条增益随频率变化的曲线中频增益、上限截频、下限截频三个数字就能把通频带固定下来。做完深负反馈那一组表里会出现一个很别扭的结果中频增益从 23.2 dB 掉到 9.5 dB倍数上缩了近 5 倍可上限截频只从 881.6 kHz 挪到 1.008 MHz涨了 14%。按课本上“负反馈拓宽通频带”的说法上限截频该跟着放大同样的倍数才对。这个矛盾并不是数据测错了它恰好暴露了共射电路上限截频的真正决定者跨接在基极和集电极之间的那颗 C4以及它带来的密勒倍增。看懂这一点你就知道什么时候该信“负反馈扩带宽”这句话什么时候它根本不成立。2. 密勒电容一颗 100pF 的 Cbc 凭什么决定上限截频2.1 从 Cbc 到输入端的等效电容1gm·Rc 这个系数从哪来C4 一头接基极一头接集电极是跨接在输入和输出之间的。共射组态下这两点的相位相反基极电压上升集电极电压下降。于是 C4 两端的电压变化量不是 Vi而是 Vi 加上输出摆幅 |Av|·Vi流过它的电流被放大了 (1|Av|) 倍。从输入端看过去这颗电容等效成了 (1|Av|)·C4。这就是密勒效应。100pF 的电容在中频增益 14.5 倍的电路里折算到输入端大约是 1.5 nF凭空多出 15 倍。而这颗等效电容挂在输入节点上与信号源内阻、偏置电阻网络、rbe 一起组成一个 RC 低通上限截频就由这个时间常数决定。所以讨论共射电路的高频特性核心在于搞清楚“多大的电阻看到了多大的等效电容”C4 本身的容值反倒次要。常见的实现思路是把放大器拆成“输入节点”和“输出节点”两个 RC分别算时间常数取大的那个当主极点。下面这段代码就把输入节点的时间常数算了一遍用的都是实验里能查到的量。import math # 1) 中频增益dB 换倍数三组数据都落在 14.3~14.5 倍之间 for name, gdb in [(手算, 23.251), (仿真, 23.103), (实测, 23.167)]: print(name, round(10 ** (gdb / 20), 2)) # 2) 密勒等效Cbc 从输出节点折到输入节点要乘 (1|Av|) gm 1.4e-2 # 由 IE≈2.2mA 估算gm IC/VTVT≈26mV rc 1e3 # 集电极负载 1kΩ cbc 100e-12 # C4 100pF rs 51.0 # 输入端串接的 51Ω决定输入节点的时间常数 k 1 gm * rc # 密勒倍增因子约 15 cmiller cbc * k # 折算到输入端的等效电容 tau rs * cmiller # 输入节点时间常数 fh 1 / (2 * math.pi * tau) print(f倍增因子 {k:.1f}, 等效电容 {cmiller*1e9:.2f} nF, fH≈{fh/1e6:.2f} MHz)代码里 gm 取 1.4e-2 S对应静态电流 2.2 mA 左右是从 5V 供电、24kΩ 与 10kΩ 分压偏置、发射极串 300Ω 加 51Ω 这组参数估出来的rc 是集电极那支 1kΩrs 是输入端串的 51Ω。跑出来倍增因子约 15、等效电容 1.5 nF、fH 约 2.1 MHz与仿真的 1.689 MHz 同一量级误差来自 gm 的粗估和 rbb 被忽略。这个量级上的吻合已经足够说明上限截频主要是被这颗折算后的电容压住的。2.2 100 倍电容换来 94 倍截频下降数据本身就在指认主极点如果 C4 只是普通的高频旁路容值变化对上限截频的影响应该是缓慢的、带拐弯的。实际数据不是这样C4 从 100pF 换到 0.01μF正好 100 倍仿真的上限截频从 1.689 MHz 掉到 17.936 kHz比值 94.2。两个数量级几乎一比一对应。条件仿真 fH实测 fHfH × C4仿真C4 100pF浅反馈1.689 MHz881.64 kHz1.69e-4C4 0.01μF浅反馈17.936 kHz12.419 kHz1.79e-4C4 100pF深反馈1.796 MHz1.0075 MHz1.80e-4C4 0.01μF深反馈16.988 kHz13.345 kHz1.70e-4最后一列几乎是个常数波动在 ±6% 以内。这说明在四个工作点上fH 都满足 fH ≈ K/C4K ≈ 1.7e-4。只有单一电容主导主极点时才会出现这种整齐的反比关系。换成更直白的话这段频率范围内C4 大小几乎决定了上限截频其它结电容和布线电容加起来的贡献只体现在那个 6% 的偏差里。反过来说如果你测出来的 fH×C4 在两组数据之间差了三四倍那说明主极点已经换人做了可能是布线电容接管也可能是仪器带宽到顶了。这个乘积可以当成一个廉价的自检指标。提示fH×C4 这个乘积只在密勒电容主导时稳定。做完一组实验顺手算一下比盯着单条曲线看更容易发现问题。2.3 输入端那个 51Ω为什么主极点电阻不是 24kΩ 偏置电阻有人会想当然地认为输入节点电阻是 24kΩ 并 10kΩ 约 7kΩ那算出来的时间常数大到离谱fH 会掉到几十 kHz与实测差了两个数量级。问题出在信号源这一侧电路输入端串了 51Ω信号从这 51Ω 进来节点上看到的等效源电阻是 51Ω 与 (7kΩ 并 rbe) 的并联结果基本就是 51Ω。所以主极点的时间常数是 51Ω × 1.5nF ≈ 77ns对应 2 MHz 上下这才对得上。偏置电阻网络虽然有 7kΩ但它被 51Ω 死死压住起不到主导作用。这也是为什么同样的电路把信号源内阻从 51Ω 换成 600Ω上限截频会成比例往下掉——密勒电容没变看到它的电阻变了。理解这一层之后实测比仿真低一截就有了候选解释仿真里那 51Ω 是理想的实测里它是电阻本体加上面包板簧片、跳线、探头地线夹引入的几 nF 级寄生网络的一部分实际等效串联阻抗比 51Ω 大再加上探头约有 10pF 输入电容并在节点上对 100pF 的 C4 来说是 10% 的增量对 1.5nF 的等效电容是 0.7%。两条叠加仿真 1.689 MHz、实测 881.64 kHz 这个接近 2 倍的差距就不奇怪了。3. 模型参数改写为什么要把 VAF 和 IKF 推进 1e303.1 五个参数各自关掉了什么指导书附录里那张家晶体管模型参数修改表第一次看会觉得莫名其妙把厄尔利电压改成 1e30把高电流转角改成 1e30把漏饱和电流改成 0这些数在物理上根本不存在。但如果把目的想清楚——让仿真结果能跟手算公式对上——这些改动就非常合理手算时你假设 β 是常数、输出电阻无穷大、没有漏电那仿真模型里对应的非理想项当然要一项项关掉。模型参数原模型值修改后关掉或校准的是什么IS 传递饱和电流2.511e-153.92e-14校准工作点让指定 Vbe 下的 IC 对上实测电流BF 理想最大正向放大倍数242.6实测 β让仿真里的 β 等于万用表量出来的那个VAF 正向厄尔利电压1001e30基区宽度调制等效于令 ro → ∞IKF 大电流 β 转角0.34581e30大电流下 β 开始下降的那道弯ISE B-E 漏饱和电流2.511e-150小电流下 β 下降的那道弯IS 从 2.5e-15 抬到 3.9e-14涨了 15.6 倍。按二极管方程同样电流下 Vbe 会降 VT·ln(15.6) ≈ 71 mV。原来那个模型要在 2.2 mA 上跑得给一个比实际更高的 Vbe偏置点整体偏移增益自然对不上。改 IS 就是把这个偏移拉回来。3.2 VAF 改成 1e30ro 到底影响了多少VAF 是厄尔利电压ro ≈ (VAF Vce)/IC。原值 100 V、IC 2.2 mAro 约 45kΩ。它跟 1kΩ 的集电极电阻并联对增益的影响是 1k/45k ≈ 2.2%折算成 dB 大约 0.19 dB。手算 23.251 dB、仿真 23.103 dB差 0.15 dB量级上正好对得上这一项。所以改 VAF 不是为了那 0.15 dB它本文还有配套的精品资源点击获取