1. 从一个反复炸机的案例说起为什么PSR电源的EMC这么难搞做电源这行十几年PSR原边反馈拓扑的开关电源一直是个让人又爱又恨的东西。爱的是它省掉了光耦和TL431那一套副边反馈电路BOM成本能压下来一大截在小功率充电器、LED驱动、小家电辅助电源这些场景里几乎是标配。恨的是它的EMC表现——尤其是传导骚扰和辐射骚扰——往往比带光耦的PWM方案更难调很多新手调着调着就发现明明电路图跟参考设计一模一样变压器也是照着规格书绕的可一上EMC测试台150kHz到30MHz这一段就是压不下去。我自己第一次独立做PSR电源的时候就吃过这个亏。那是一个5V/1A的小功率适配器项目样机在实验室里带载跑得好好的效率、纹波、负载调整率都达标结果送到第三方实验室做EMC预测试传导骚扰在300kHz到800kHz这一段直接超标6到8个dB。当时我以为是输入滤波器的共模电感选小了换了个感量更大的结果低频段压下去了一点高频段又冒起来了。折腾了整整两周最后才发现问题的根子不在滤波器本身而在PSR的采样时序和变压器绕制工艺上。这段经历让我意识到一件事PSR电源的EMC设计不能孤立地去看滤波器必须把它跟PSR的工作机理、变压器结构、PCB布局、甚至反馈采样点的位置放在一起通盘考虑。这篇文章就是把我这些年踩过的坑、验证过的技巧、以及跟同行交流得来的经验系统地整理出来。不管你是刚接触PSR拓扑的新手还是已经做过几款电源但EMC总是差那么几个dB的老手下面这些内容应该都能给你一些可以直接抄作业的思路。2. PSR拓扑的EMC难点到底在哪先搞懂机理再动手2.1 原边反馈的工作方式决定了它的噪声特征要理解PSR电源为什么EMC难调得先搞清楚它跟传统副边反馈SSR方案在工作方式上的本质区别。SSR方案里输出电压通过光耦反馈到原边控制器控制器根据这个反馈信号调整PWM占空比。而PSR方案没有光耦它是通过辅助绕组或者原边绕组本身在开关管关断期间采集到的反射电压来间接推算输出电压的。这个间接推算的过程就是PSR电源EMC问题的核心来源之一。具体来说PSR控制器需要在每个开关周期内在特定的时间窗口去采样辅助绕组上的电压。这个采样窗口通常设置在次级二极管电流刚好降到零的那个时刻附近也就是所谓的膝点knee point。采样时刻的精度直接决定了输出电压的调整精度而采样时刻又跟变压器的漏感、分布电容、开关管的关断速度密切相关。问题就出在这里为了准确捕捉到膝点PSR控制器往往需要比较高的采样带宽这意味着它对辅助绕组上的高频噪声非常敏感。而开关管在开通和关断瞬间产生的dv/dt和di/dt噪声会通过变压器的寄生电容耦合到辅助绕组上干扰采样。为了抑制这种干扰设计上通常会在辅助绕组采样端加RC滤波但这个RC滤波的时间常数又不能太大否则会延迟采样时刻导致输出电压不准。这就形成了一个矛盾滤波太弱采样被噪声干扰滤波太强采样时序偏移。这个矛盾在EMC测试中会以两种形式表现出来。第一种是传导骚扰主要集中在150kHz到1MHz这个频段表现为差模噪声跟输入滤波器的设计关系很大。第二种是辐射骚扰主要集中在30MHz到100MHz这个频段表现为共模噪声跟变压器的绕制工艺、PCB的接地设计、以及开关管的开关速度关系更大。2.2 跟SSR方案对比少了光耦多了哪些噪声路径很多人以为PSR省掉了光耦应该噪声更小才对。实际上恰恰相反。光耦在SSR方案里除了传递反馈信号还起到了一定的隔离作用把副边的噪声跟原边隔开了。而PSR方案里原边和副边之间只有变压器这一个隔离屏障所有通过变压器寄生电容耦合的共模噪声都会直接反映到原边电路上。具体来说PSR电源里主要有三条噪声路径需要关注第一条是变压器原副边之间的寄生电容耦合路径。开关管漏极的电压跳变会通过变压器的层间电容、绕组间电容耦合到副边再通过副边的输出线缆辐射出去。这条路径产生的共模噪声频率范围通常在1MHz到30MHz之间。第二条是辅助绕组采样路径。辅助绕组跟原边主绕组之间的耦合电容会把开关管的开关噪声直接耦合到采样端干扰PSR控制器的正常工作。这条路径产生的噪声频率范围跟开关频率及其谐波相关通常在几十kHz到几MHz之间。第三条是PCB上的地环路路径。PSR控制器通常放在原边它的地跟开关管的地、输入电容的地是同一个参考地。如果PCB布局不合理大电流的开关回路和采样回路共用一段地线就会产生共地阻抗耦合把开关噪声引入采样端。这三条路径不是孤立的它们之间会相互影响。比如你为了抑制第一条路径在变压器里加了屏蔽绕组结果屏蔽绕组又改变了变压器的寄生电容分布可能让第二条路径的噪声变得更严重。所以PSR电源的EMC设计必须三条路径一起考虑不能头痛医头脚痛医脚。2.3 关键噪声源定位开关管、变压器、还是二极管在实际调试中快速定位主要噪声源是提高效率的关键。我的经验是先用近场探头配合频谱分析仪在PCB上方扫描一遍找出辐射最强的区域。通常来说PSR电源的噪声源主要有三个开关管漏极节点是最强的dv/dt噪声源。开关管在关断瞬间漏极电压从接近零跳变到输入电压加上反射电压这个跳变的幅度可能达到几百伏上升时间可能在几十纳秒量级。这个节点对周围的铜箔、散热片、甚至空气都会产生电场耦合。变压器是最强的磁场噪声源。变压器的漏感在开关管关断时会产生尖峰电压这个尖峰电压通过漏感跟分布电容形成的谐振回路会产生高频振荡。振荡频率通常在几MHz到几十MHz之间是辐射骚扰的主要来源。次级整流二极管在反向恢复期间会产生高频振荡。虽然PSR电源通常用在低功率场合次级二极管的反向恢复问题不像大功率电源那么严重但如果选型不当或者布局不好也会产生可观的噪声。定位噪声源的方法很简单用近场探头分别靠近这三个区域看频谱分析仪上哪个频段的噪声最强。如果150kHz到1MHz的差模噪声强重点查输入滤波器和变压器漏感如果1MHz到30MHz的共模噪声强重点查变压器屏蔽和PCB接地如果30MHz以上的辐射噪声强重点查开关管和次级二极管的开关速度。3. 变压器设计PSR电源EMC的第一道防线3.1 绕组结构怎么排三明治绕法的变种变压器是PSR电源里最关键的EMC器件没有之一。同样的电路参数变压器绕法不同EMC测试结果可能差10个dB以上。我试过很多种绕法最后总结下来对于PSR电源比较稳妥的方案是原边-辅助-副边-辅助-原边的五明治结构或者至少是原边-副边-原边的三明治结构。为什么要用三明治绕法核心目的是减小漏感。漏感是变压器原边和副边之间没有完全耦合的那部分电感它会在开关管关断时产生尖峰电压这个尖峰电压通过变压器的寄生电容耦合到辅助绕组和副边是共模噪声的主要来源。三明治绕法把副边绕组夹在原边绕组中间让原边和副边的耦合更紧密漏感可以比简单的顺序绕法降低30%到50%。具体操作上以EE16或EE19这种小功率变压器为例假设原边需要绕60匝副边需要绕10匝辅助绕组需要绕12匝。三明治绕法的顺序是先绕原边的30匝从引脚1开始然后绕辅助绕组的12匝接着绕副边的10匝再绕辅助绕组的另一半如果辅助绕组需要分两段的话最后绕原边的剩下30匝到引脚2结束。每一层之间要加绝缘胶带通常用3M的聚酯胶带或者聚酰亚胺胶带厚度根据安规要求选择。这里有个细节需要注意辅助绕组的绕制方向要和原边一致否则采样电压的极性会反。另外辅助绕组最好放在原边和副边之间这样它跟原边的耦合比较紧采样信号的信噪比会好一些。如果辅助绕组放在最外层虽然绕制方便但容易受到外部噪声的干扰采样精度会下降。3.2 屏蔽绕组的正确用法加在哪一层效果最好屏蔽绕组是抑制共模噪声的利器但用不好反而会适得其反。屏蔽绕组的作用是在原边和副边之间插入一个静电屏蔽层把原边的高频噪声旁路到原边的地阻止它耦合到副边去。屏蔽绕组通常用铜箔或者单层密绕的导线做成一端接到原边的地也就是输入电容的负极另一端悬空或者通过一个小电容接地。屏蔽绕组加在哪一层效果最好我的经验是如果只加一层屏蔽就加在原边和副边之间紧贴着副边绕组。如果加两层屏蔽一层加在原边和副边之间另一层加在副边和最外层之间。第一层屏蔽接原边地第二层屏蔽接副边地。这样可以把原边和副边之间的共模噪声路径切断两次效果比单层屏蔽好很多。但是屏蔽绕组有个副作用它会增加变压器的分布电容导致漏感略微增大同时也会占用窗口面积让变压器的体积变大。所以对于小功率的PSR电源如果窗口面积紧张可以只加一层屏蔽或者用铜箔屏蔽代替绕组屏蔽。铜箔屏蔽的厚度通常用0.05mm到0.1mm宽度要覆盖整个绕组宽度但两端不能短路否则会形成短路环。还有一个细节屏蔽绕组的引线要尽量短最好直接焊在变压器引脚上不要飞线。飞线会引入额外的电感在高频下可能形成天线效应反而辐射噪声。3.3 气隙与漏感如何平衡EMC和效率PSR电源的变压器通常需要开气隙目的是储存能量同时防止磁芯饱和。气隙的大小直接影响漏感和EMC表现。气隙越大漏感越大开关管关断时的尖峰电压越高EMC越难调。但气隙太小磁芯容易饱和尤其是在高温和满载条件下可能导致开关管炸机。我的经验是对于5W到15W的PSR电源气隙通常控制在0.1mm到0.3mm之间。具体数值可以通过以下方法估算先根据输出功率和开关频率计算所需的原边电感量然后根据磁芯的AL值和匝数计算所需的气隙。公式是气隙长度mm (N^2 × AL × 10^-3) / L其中N是原边匝数AL是磁芯的无气隙电感系数nH/N^2L是所需的原边电感量μH。这个公式算出来的是近似值实际调试时还需要微调。如果EMC测试发现低频段150kHz到500kHz的差模噪声超标可以尝试稍微增大气隙降低原边电感量从而降低开关管关断时的尖峰电压。但要注意增大气隙会降低效率因为漏感增大了能量损耗增加。所以这是一个权衡的过程通常需要反复迭代几次才能找到最佳值。另外气隙的位置也很重要。对于EE型磁芯气隙通常开在中柱上这样漏感最小。如果开在边柱上漏感会大一些但散热好一些。对于PSR电源我建议开在中柱上因为EMC比散热更重要。4. PCB布局细节决定EMC成败4.1 开关回路的面积最小化一个容易忽略的细节PCB布局对EMC的影响怎么强调都不为过。我见过太多案例电路参数完全一样只是PCB布局不同EMC测试结果差了十几个dB。对于PSR电源最关键的一条布局原则是开关回路的面积要尽可能小。开关回路指的是开关管开通时电流从输入电容的正极出发经过变压器原边绕组、开关管、再回到输入电容负极的这条路径。这条路径上的电流是脉冲式的di/dt很高回路面积越大产生的磁场辐射越强。同时回路面积大也意味着寄生电感大开关管关断时的尖峰电压更高。具体操作上输入电容要尽量靠近变压器原边绕组和开关管。如果用的是插件电容引脚要尽量短如果用的是贴片电容要放在PCB的同一面并且用宽铜箔连接。开关管要放在变压器的旁边漏极引脚尽量靠近变压器原边绕组的引脚。输入电容的负极要跟开关管的源极引脚用短而宽的铜箔连接形成一个紧凑的回路。我通常会在PCB上画一个虚线框把输入电容、变压器原边、开关管这三个器件圈起来然后检查这个框的面积。对于5W到15W的PSR电源这个框的面积最好控制在2平方厘米以内。如果超过这个值就要考虑调整布局了。还有一个细节开关管如果用了散热片散热片要接到原边的地或者用绝缘垫片隔离。如果散热片悬空它会成为一个天线辐射噪声。如果散热片接原边地要注意散热片跟开关管漏极之间的寄生电容这个电容会把开关噪声耦合到散热片上再通过散热片辐射出去。所以散热片接原边地的时候最好在散热片和地之间加一个高频旁路电容比如1nF的陶瓷电容。4.2 采样走线的处理远离噪声源加RC滤波PSR控制器的采样引脚通常是FB引脚是噪声敏感节点布局时要特别小心。采样走线要尽量短尽量远离开关管漏极、变压器、次级二极管这些噪声源。如果走线必须经过噪声源附近要用接地铜箔把它屏蔽起来或者在走线的两侧加接地过孔。采样走线上通常需要加RC滤波用来抑制高频噪声。RC滤波的电阻通常取1kΩ到10kΩ电容取100pF到1nF。具体数值需要根据采样时序来调整。如果RC时间常数太大采样电压的建立时间会变长可能导致采样时刻偏移输出电压不准。如果RC时间常数太小滤波效果不够采样容易被噪声干扰。我的经验是先用一个10kΩ的电阻和1nF的电容试一下然后用示波器观察采样引脚上的波形。如果波形上还有明显的开关噪声尖峰就增大电容或者电阻如果采样电压的上升沿变得太缓就减小电容或者电阻。通常需要反复调几次才能找到最佳值。另外采样走线的地线要单独走不要跟开关管的地线共用。最好从PSR控制器的地引脚单独拉一条线到输入电容的负极形成一个独立的采样地。这样可以避免开关噪声通过共地阻抗耦合到采样端。4.3 Y电容的位置与选型不是随便放一个就行Y电容是抑制共模噪声的关键器件它的作用是把原边和副边之间的共模噪声旁路到地。对于PSR电源Y电容通常跨接在原边地和副边地之间或者跨接在原边地和输出线缆的屏蔽层之间。Y电容的位置很关键。如果放在变压器附近它可以就近旁路变压器耦合过来的共模噪声效果最好。如果放在输出端它旁路的是已经通过输出线缆辐射出去的噪声效果会差一些。所以我的建议是Y电容尽量靠近变压器放置并且引线要短。Y电容的选型要注意两点一是容量二是耐压。容量方面对于5W到15W的PSR电源通常取100pF到1000pF。容量太小旁路效果不够容量太大漏电流会增加可能不符合安规要求。耐压方面Y电容的耐压要满足原副边之间的隔离电压要求通常选400VAC或者更高。还有一个细节Y电容的接地端要接到原边地而不是副边地。如果接反了共模噪声会通过Y电容耦合到副边反而加重辐射。另外Y电容的引线要尽量短最好直接焊在PCB上不要用飞线。5. 输入滤波器设计差模与共模的协同作战5.1 差模滤波X电容和差模电感的配合输入滤波器是抑制传导骚扰的第一道防线它分为差模滤波和共模滤波两部分。差模滤波主要针对150kHz到1MHz频段的差模噪声通常由X电容和差模电感组成。X电容跨接在输入线的火线和零线之间用来旁路差模噪声。对于PSR电源X电容的容量通常取0.1μF到0.47μF。容量太小低频段的差模噪声压不下去容量太大会增加漏电流同时可能跟输入电感形成谐振在某些频段反而放大噪声。差模电感串联在输入线上用来阻挡差模噪声。差模电感的感量通常取100μH到1mH。感量越大低频段的衰减越好但体积也越大直流电阻也越大会影响效率。对于小功率PSR电源我通常用100μH到470μH的差模电感配合0.22μF的X电容可以满足大多数应用场景。这里有个经验差模电感和X电容的谐振频率要避开开关频率及其低次谐波。比如开关频率是65kHz那么谐振频率最好设置在100kHz以上或者设置在30kHz以下。如果谐振频率刚好落在65kHz附近反而会放大开关频率的噪声。计算谐振频率的公式是f 1 / (2π√(L×C))其中L是差模电感感量C是X电容容量。你可以用这个公式来验证你的选型是否合理。5.2 共模滤波共模电感的选型与绕制共模滤波主要针对1MHz到30MHz频段的共模噪声通常由共模电感和Y电容组成。共模电感是在同一个磁芯上绕两组匝数相同的绕组分别串在火线和零线上。对于共模噪声两组绕组产生的磁通相互叠加呈现高阻抗对于差模噪声两组绕组产生的磁通相互抵消呈现低阻抗。共模电感的选型要注意三个参数感量、额定电流和寄生电容。感量通常取1mH到10mH感量越大低频段的共模衰减越好。额定电流要大于电源的最大输入电流否则磁芯会饱和感量急剧下降。寄生电容要尽可能小因为寄生电容会让高频共模噪声直接通过绕过电感。共模电感的绕制方式对寄生电容影响很大。常见的绕法有双线并绕和分槽绕制两种。双线并绕的寄生电容大但漏感小分槽绕制的寄生电容小但漏感大。对于PSR电源我建议用分槽绕制因为共模噪声的频率比较高寄生电容的影响更大。分槽绕制时两组绕组分别绕在磁芯的两侧中间用绝缘隔板隔开这样可以有效减小寄生电容。还有一个细节共模电感的磁芯材料要选高磁导率的比如锰锌铁氧体。高磁导率意味着同样的感量可以用更少的匝数实现从而减小寄生电容。但高磁导率的磁芯容易饱和所以额定电流要留足够的余量通常取最大输入电流的1.5倍到2倍。5.3 滤波器布局输入线、滤波器、变压器的顺序滤波器的布局顺序也很重要。正确的顺序是输入线接口 - 共模电感 - X电容 - 差模电感 - 变压器。这个顺序的逻辑是先滤共模再滤差模最后把剩下的噪声交给变压器和Y电容处理。如果顺序反了比如先滤差模再滤共模差模电感可能会跟共模电感形成谐振在某些频段放大噪声。另外X电容要放在共模电感和差模电感之间这样可以同时旁路差模噪声和共模噪声转换过来的差模分量。滤波器的地线要单独走不要跟开关管的地线共用。最好从输入接口的地引脚单独拉一条线到Y电容的地端形成一个独立的滤波地。这样可以避免开关噪声通过共地阻抗耦合到输入线上。还有一个细节滤波器的输入线和输出线要尽量远离不要平行走线否则会通过寄生电容耦合把输出端的噪声耦合回输入端形成正反馈。如果空间允许输入线和输出线最好垂直交叉或者用接地铜箔隔开。6. 常见问题与排查技巧实录6.1 传导骚扰超标从低频到高频的排查顺序传导骚扰超标是最常见的问题排查时要按照从低频到高频的顺序来。低频段150kHz到500kHz超标通常是差模噪声的问题重点查X电容和差模电感。中频段500kHz到5MHz超标通常是共模噪声和差模噪声混合的问题重点查共模电感和Y电容。高频段5MHz到30MHz超标通常是共模噪声的问题重点查变压器的屏蔽和PCB的接地。我整理了一个排查速查表供大家参考超标频段可能原因排查方法解决措施150kHz-500kHz差模滤波不足增大X电容或差模电感换用更大容量的X电容或更大感量的差模电感500kHz-1MHz差模和共模混合分别测量差模和共模噪声同时调整X电容、差模电感和共模电感1MHz-5MHz共模滤波不足增大共模电感或Y电容换用更大感量的共模电感或更大容量的Y电容5MHz-30MHz变压器屏蔽不足检查变压器屏蔽绕组增加屏蔽绕组或改善屏蔽接地30MHz以上PCB布局问题用近场探头扫描优化开关回路面积和接地设计这个表是我根据实际调试经验总结的不一定适用于所有情况但可以作为排查的起点。6.2 辐射骚扰超标近场探头怎么用才高效辐射骚扰超标比传导骚扰更难排查因为它涉及到空间电磁场的分布不像传导骚扰那样有明确的电路路径。我的经验是用近场探头配合频谱分析仪按照以下步骤来排查第一步把近场探头放在距离PCB表面1cm左右的位置扫描整个PCB找出辐射最强的区域。通常来说开关管漏极、变压器、次级二极管这三个区域辐射最强。第二步把近场探头固定在辐射最强的区域上方然后逐个改变电路参数观察频谱的变化。比如改变开关管的栅极电阻看辐射是否变化改变变压器的屏蔽接地方式看辐射是否变化改变Y电容的位置看辐射是否变化。第三步根据频谱的变化判断主要的辐射源和耦合路径。如果改变开关管栅极电阻对辐射影响很大说明开关管的dv/dt是主要噪声源如果改变变压器屏蔽对辐射影响很大说明变压器的共模耦合是主要路径如果改变Y电容位置对辐射影响很大说明共模噪声的旁路路径是关键。这里有个技巧近场探头有电场探头和磁场探头两种。电场探头对dv/dt噪声敏感磁场探头对di/dt噪声敏感。排查时最好两种探头都用分别测量电场和磁场辐射这样可以更准确地定位噪声源。6.3 采样异常导致的输出不稳跟EMC的关联有时候EMC测试没问题但电源的输出电压不稳定或者负载调整率很差。这种情况往往跟采样异常有关而采样异常又可能跟EMC设计有关。比如如果辅助绕组的屏蔽没做好开关噪声耦合到采样端PSR控制器可能会误判膝点位置导致采样电压偏高或偏低输出电压就会偏离设定值。如果采样走线的RC滤波时间常数太大采样电压的建立时间变长在负载突变时采样跟不上输出电压就会波动。排查这类问题时我通常会用示波器同时观察采样引脚上的波形和输出电压的波形。如果采样引脚上有明显的开关噪声尖峰说明屏蔽没做好如果采样电压的上升沿太缓说明RC滤波时间常数太大如果采样电压在负载突变时出现明显的延迟说明采样时序需要调整。解决方法是先优化变压器的屏蔽减少耦合到采样端的噪声然后调整RC滤波的时间常数在滤波效果和采样速度之间找到平衡最后如果还不行可以考虑在采样端加一个小的LC滤波器进一步抑制高频噪声。7. 几个容易被忽略的实操细节7.1 开关管栅极电阻的调整速度与EMC的平衡开关管的栅极电阻对EMC影响很大。栅极电阻越大开关管的开通和关断速度越慢dv/dt和di/dt越小EMC越好。但栅极电阻太大开关损耗会增加效率会下降而且可能导致开关管在死区时间内不能完全关断增加直通风险。我的经验是对于PSR电源栅极电阻通常取10Ω到100Ω。具体数值需要根据开关管的输入电容和驱动能力来调整。如果EMC测试发现高频段辐射超标可以尝试增大栅极电阻比如从10Ω增加到22Ω观察辐射是否改善。如果效率下降太多可以在栅极电阻上并联一个二极管让开通速度快、关断速度慢这样可以在保证效率的同时改善EMC。还有一个细节栅极电阻要尽量靠近开关管的栅极引脚引线要短。如果引线太长会引入额外的电感导致栅极波形振荡反而加重EMC问题。7.2 次级二极管的选择反向恢复特性很关键次级二极管的反向恢复特性对EMC影响很大。反向恢复时间越长反向恢复电流越大产生的di/dt噪声越强。对于PSR电源我建议用肖特基二极管因为肖特基二极管的反向恢复时间很短通常只有几十纳秒而且反向恢复电流很小。如果输出电流比较大肖特基二极管的压降会导致效率下降可以考虑用同步整流方案。但同步整流会增加电路复杂度而且同步整流管的开关时序需要精确控制否则可能产生更大的噪声。对于小功率PSR电源肖特基二极管通常是最佳选择。还有一个细节次级二极管的引脚要尽量短最好直接焊在PCB上不要用飞线。如果引脚太长会引入额外的电感跟二极管的结电容形成谐振产生高频振荡。7.3 散热片的接地方式浮空还是接原边地散热片的接地方式对EMC影响很大。如果散热片浮空它会成为一个天线辐射噪声。如果散热片接原边地它会把开关管的dv/dt噪声耦合到地上再通过地线辐射出去。如果散热片接副边地它会把原边的噪声耦合到副边加重共模噪声。我的经验是对于PSR电源散热片最好接原边地但在散热片和地之间加一个高频旁路电容比如1nF的陶瓷电容。这样可以给高频噪声提供一个低阻抗的旁路路径同时避免散热片成为天线。如果散热片跟开关管漏极之间的寄生电容比较大可以在散热片和开关管之间加一层绝缘垫片减小寄生电容。还有一个细节散热片的面积不要太大够用就行。面积越大天线效应越强辐射越严重。如果散热片必须做得比较大可以考虑用多个小散热片代替一个大散热片或者用导热垫片代替散热片。8. 最后再分享几个压箱底的小技巧第一个技巧在变压器的辅助绕组上串联一个小的磁珠可以抑制高频噪声耦合到采样端。磁珠的阻抗通常取100Ω到1000Ω在100MHz时具体数值需要根据噪声频率来选。这个技巧我试过很多次对改善采样稳定性效果很明显。第二个技巧在开关管的漏极和源极之间并联一个RC吸收电路可以抑制开关管关断时的尖峰电压。RC吸收电路的电阻通常取10Ω到100Ω电容取100pF到1nF。具体数值需要根据尖峰电压的频率和幅度来调整。这个技巧对改善辐射骚扰效果很明显但会增加一点损耗。第三个技巧在PCB的底层铺一层完整的接地铜箔并且用多个过孔把顶层和底层的地连接起来。这样可以减小地阻抗抑制共模噪声。过孔的间距最好小于λ/20其中λ是最高关注频率对应的波长。比如关注频率是100MHzλ是3米λ/20是15厘米过孔间距小于15厘米就可以了。第四个技巧如果EMC测试实在过不了可以在输出端加一个共模电感把输出线缆上的共模噪声再滤一次。这个技巧相当于给共模噪声加了一道防线通常能改善3到6个dB。但要注意输出端的共模电感会影响负载调整率所以感量不能太大通常取100μH到470μH。这些技巧都是我在实际项目中反复验证过的但每个电源的具体情况不同可能需要根据实际情况调整。我的建议是先按照文章里的思路把基础设计做好然后再用这些技巧去微调。基础设计做好了EMC通常不会差太多基础设计没做好光靠这些技巧也很难从根本上解决问题。 
长河君 · 2026/10/13 14:15:54 · 阅读 1.2k PSR原边反馈开关电源EMC设计：变压器绕制、PCB布局与滤波器调试实战
1. 从一个反复炸机的案例说起为什么PSR电源的EMC这么难搞做电源这行十几年PSR原边反馈拓扑的开关电源一直是个让人又爱又恨的东西。爱的是它省掉了光耦和TL431那一套副边反馈电路BOM成本能压下来一大截在小功率充电器、LED驱动、小家电辅助电源这些场景里几乎是标配。恨的是它的EMC表现——尤其是传导骚扰和辐射骚扰——往往比带光耦的PWM方案更难调很多新手调着调着就发现明明电路图跟参考设计一模一样变压器也是照着规格书绕的可一上EMC测试台150kHz到30MHz这一段就是压不下去。我自己第一次独立做PSR电源的时候就吃过这个亏。那是一个5V/1A的小功率适配器项目样机在实验室里带载跑得好好的效率、纹波、负载调整率都达标结果送到第三方实验室做EMC预测试传导骚扰在300kHz到800kHz这一段直接超标6到8个dB。当时我以为是输入滤波器的共模电感选小了换了个感量更大的结果低频段压下去了一点高频段又冒起来了。折腾了整整两周最后才发现问题的根子不在滤波器本身而在PSR的采样时序和变压器绕制工艺上。这段经历让我意识到一件事PSR电源的EMC设计不能孤立地去看滤波器必须把它跟PSR的工作机理、变压器结构、PCB布局、甚至反馈采样点的位置放在一起通盘考虑。这篇文章就是把我这些年踩过的坑、验证过的技巧、以及跟同行交流得来的经验系统地整理出来。不管你是刚接触PSR拓扑的新手还是已经做过几款电源但EMC总是差那么几个dB的老手下面这些内容应该都能给你一些可以直接抄作业的思路。2. PSR拓扑的EMC难点到底在哪先搞懂机理再动手2.1 原边反馈的工作方式决定了它的噪声特征要理解PSR电源为什么EMC难调得先搞清楚它跟传统副边反馈SSR方案在工作方式上的本质区别。SSR方案里输出电压通过光耦反馈到原边控制器控制器根据这个反馈信号调整PWM占空比。而PSR方案没有光耦它是通过辅助绕组或者原边绕组本身在开关管关断期间采集到的反射电压来间接推算输出电压的。这个间接推算的过程就是PSR电源EMC问题的核心来源之一。具体来说PSR控制器需要在每个开关周期内在特定的时间窗口去采样辅助绕组上的电压。这个采样窗口通常设置在次级二极管电流刚好降到零的那个时刻附近也就是所谓的膝点knee point。采样时刻的精度直接决定了输出电压的调整精度而采样时刻又跟变压器的漏感、分布电容、开关管的关断速度密切相关。问题就出在这里为了准确捕捉到膝点PSR控制器往往需要比较高的采样带宽这意味着它对辅助绕组上的高频噪声非常敏感。而开关管在开通和关断瞬间产生的dv/dt和di/dt噪声会通过变压器的寄生电容耦合到辅助绕组上干扰采样。为了抑制这种干扰设计上通常会在辅助绕组采样端加RC滤波但这个RC滤波的时间常数又不能太大否则会延迟采样时刻导致输出电压不准。这就形成了一个矛盾滤波太弱采样被噪声干扰滤波太强采样时序偏移。这个矛盾在EMC测试中会以两种形式表现出来。第一种是传导骚扰主要集中在150kHz到1MHz这个频段表现为差模噪声跟输入滤波器的设计关系很大。第二种是辐射骚扰主要集中在30MHz到100MHz这个频段表现为共模噪声跟变压器的绕制工艺、PCB的接地设计、以及开关管的开关速度关系更大。2.2 跟SSR方案对比少了光耦多了哪些噪声路径很多人以为PSR省掉了光耦应该噪声更小才对。实际上恰恰相反。光耦在SSR方案里除了传递反馈信号还起到了一定的隔离作用把副边的噪声跟原边隔开了。而PSR方案里原边和副边之间只有变压器这一个隔离屏障所有通过变压器寄生电容耦合的共模噪声都会直接反映到原边电路上。具体来说PSR电源里主要有三条噪声路径需要关注第一条是变压器原副边之间的寄生电容耦合路径。开关管漏极的电压跳变会通过变压器的层间电容、绕组间电容耦合到副边再通过副边的输出线缆辐射出去。这条路径产生的共模噪声频率范围通常在1MHz到30MHz之间。第二条是辅助绕组采样路径。辅助绕组跟原边主绕组之间的耦合电容会把开关管的开关噪声直接耦合到采样端干扰PSR控制器的正常工作。这条路径产生的噪声频率范围跟开关频率及其谐波相关通常在几十kHz到几MHz之间。第三条是PCB上的地环路路径。PSR控制器通常放在原边它的地跟开关管的地、输入电容的地是同一个参考地。如果PCB布局不合理大电流的开关回路和采样回路共用一段地线就会产生共地阻抗耦合把开关噪声引入采样端。这三条路径不是孤立的它们之间会相互影响。比如你为了抑制第一条路径在变压器里加了屏蔽绕组结果屏蔽绕组又改变了变压器的寄生电容分布可能让第二条路径的噪声变得更严重。所以PSR电源的EMC设计必须三条路径一起考虑不能头痛医头脚痛医脚。2.3 关键噪声源定位开关管、变压器、还是二极管在实际调试中快速定位主要噪声源是提高效率的关键。我的经验是先用近场探头配合频谱分析仪在PCB上方扫描一遍找出辐射最强的区域。通常来说PSR电源的噪声源主要有三个开关管漏极节点是最强的dv/dt噪声源。开关管在关断瞬间漏极电压从接近零跳变到输入电压加上反射电压这个跳变的幅度可能达到几百伏上升时间可能在几十纳秒量级。这个节点对周围的铜箔、散热片、甚至空气都会产生电场耦合。变压器是最强的磁场噪声源。变压器的漏感在开关管关断时会产生尖峰电压这个尖峰电压通过漏感跟分布电容形成的谐振回路会产生高频振荡。振荡频率通常在几MHz到几十MHz之间是辐射骚扰的主要来源。次级整流二极管在反向恢复期间会产生高频振荡。虽然PSR电源通常用在低功率场合次级二极管的反向恢复问题不像大功率电源那么严重但如果选型不当或者布局不好也会产生可观的噪声。定位噪声源的方法很简单用近场探头分别靠近这三个区域看频谱分析仪上哪个频段的噪声最强。如果150kHz到1MHz的差模噪声强重点查输入滤波器和变压器漏感如果1MHz到30MHz的共模噪声强重点查变压器屏蔽和PCB接地如果30MHz以上的辐射噪声强重点查开关管和次级二极管的开关速度。3. 变压器设计PSR电源EMC的第一道防线3.1 绕组结构怎么排三明治绕法的变种变压器是PSR电源里最关键的EMC器件没有之一。同样的电路参数变压器绕法不同EMC测试结果可能差10个dB以上。我试过很多种绕法最后总结下来对于PSR电源比较稳妥的方案是原边-辅助-副边-辅助-原边的五明治结构或者至少是原边-副边-原边的三明治结构。为什么要用三明治绕法核心目的是减小漏感。漏感是变压器原边和副边之间没有完全耦合的那部分电感它会在开关管关断时产生尖峰电压这个尖峰电压通过变压器的寄生电容耦合到辅助绕组和副边是共模噪声的主要来源。三明治绕法把副边绕组夹在原边绕组中间让原边和副边的耦合更紧密漏感可以比简单的顺序绕法降低30%到50%。具体操作上以EE16或EE19这种小功率变压器为例假设原边需要绕60匝副边需要绕10匝辅助绕组需要绕12匝。三明治绕法的顺序是先绕原边的30匝从引脚1开始然后绕辅助绕组的12匝接着绕副边的10匝再绕辅助绕组的另一半如果辅助绕组需要分两段的话最后绕原边的剩下30匝到引脚2结束。每一层之间要加绝缘胶带通常用3M的聚酯胶带或者聚酰亚胺胶带厚度根据安规要求选择。这里有个细节需要注意辅助绕组的绕制方向要和原边一致否则采样电压的极性会反。另外辅助绕组最好放在原边和副边之间这样它跟原边的耦合比较紧采样信号的信噪比会好一些。如果辅助绕组放在最外层虽然绕制方便但容易受到外部噪声的干扰采样精度会下降。3.2 屏蔽绕组的正确用法加在哪一层效果最好屏蔽绕组是抑制共模噪声的利器但用不好反而会适得其反。屏蔽绕组的作用是在原边和副边之间插入一个静电屏蔽层把原边的高频噪声旁路到原边的地阻止它耦合到副边去。屏蔽绕组通常用铜箔或者单层密绕的导线做成一端接到原边的地也就是输入电容的负极另一端悬空或者通过一个小电容接地。屏蔽绕组加在哪一层效果最好我的经验是如果只加一层屏蔽就加在原边和副边之间紧贴着副边绕组。如果加两层屏蔽一层加在原边和副边之间另一层加在副边和最外层之间。第一层屏蔽接原边地第二层屏蔽接副边地。这样可以把原边和副边之间的共模噪声路径切断两次效果比单层屏蔽好很多。但是屏蔽绕组有个副作用它会增加变压器的分布电容导致漏感略微增大同时也会占用窗口面积让变压器的体积变大。所以对于小功率的PSR电源如果窗口面积紧张可以只加一层屏蔽或者用铜箔屏蔽代替绕组屏蔽。铜箔屏蔽的厚度通常用0.05mm到0.1mm宽度要覆盖整个绕组宽度但两端不能短路否则会形成短路环。还有一个细节屏蔽绕组的引线要尽量短最好直接焊在变压器引脚上不要飞线。飞线会引入额外的电感在高频下可能形成天线效应反而辐射噪声。3.3 气隙与漏感如何平衡EMC和效率PSR电源的变压器通常需要开气隙目的是储存能量同时防止磁芯饱和。气隙的大小直接影响漏感和EMC表现。气隙越大漏感越大开关管关断时的尖峰电压越高EMC越难调。但气隙太小磁芯容易饱和尤其是在高温和满载条件下可能导致开关管炸机。我的经验是对于5W到15W的PSR电源气隙通常控制在0.1mm到0.3mm之间。具体数值可以通过以下方法估算先根据输出功率和开关频率计算所需的原边电感量然后根据磁芯的AL值和匝数计算所需的气隙。公式是气隙长度mm (N^2 × AL × 10^-3) / L其中N是原边匝数AL是磁芯的无气隙电感系数nH/N^2L是所需的原边电感量μH。这个公式算出来的是近似值实际调试时还需要微调。如果EMC测试发现低频段150kHz到500kHz的差模噪声超标可以尝试稍微增大气隙降低原边电感量从而降低开关管关断时的尖峰电压。但要注意增大气隙会降低效率因为漏感增大了能量损耗增加。所以这是一个权衡的过程通常需要反复迭代几次才能找到最佳值。另外气隙的位置也很重要。对于EE型磁芯气隙通常开在中柱上这样漏感最小。如果开在边柱上漏感会大一些但散热好一些。对于PSR电源我建议开在中柱上因为EMC比散热更重要。4. PCB布局细节决定EMC成败4.1 开关回路的面积最小化一个容易忽略的细节PCB布局对EMC的影响怎么强调都不为过。我见过太多案例电路参数完全一样只是PCB布局不同EMC测试结果差了十几个dB。对于PSR电源最关键的一条布局原则是开关回路的面积要尽可能小。开关回路指的是开关管开通时电流从输入电容的正极出发经过变压器原边绕组、开关管、再回到输入电容负极的这条路径。这条路径上的电流是脉冲式的di/dt很高回路面积越大产生的磁场辐射越强。同时回路面积大也意味着寄生电感大开关管关断时的尖峰电压更高。具体操作上输入电容要尽量靠近变压器原边绕组和开关管。如果用的是插件电容引脚要尽量短如果用的是贴片电容要放在PCB的同一面并且用宽铜箔连接。开关管要放在变压器的旁边漏极引脚尽量靠近变压器原边绕组的引脚。输入电容的负极要跟开关管的源极引脚用短而宽的铜箔连接形成一个紧凑的回路。我通常会在PCB上画一个虚线框把输入电容、变压器原边、开关管这三个器件圈起来然后检查这个框的面积。对于5W到15W的PSR电源这个框的面积最好控制在2平方厘米以内。如果超过这个值就要考虑调整布局了。还有一个细节开关管如果用了散热片散热片要接到原边的地或者用绝缘垫片隔离。如果散热片悬空它会成为一个天线辐射噪声。如果散热片接原边地要注意散热片跟开关管漏极之间的寄生电容这个电容会把开关噪声耦合到散热片上再通过散热片辐射出去。所以散热片接原边地的时候最好在散热片和地之间加一个高频旁路电容比如1nF的陶瓷电容。4.2 采样走线的处理远离噪声源加RC滤波PSR控制器的采样引脚通常是FB引脚是噪声敏感节点布局时要特别小心。采样走线要尽量短尽量远离开关管漏极、变压器、次级二极管这些噪声源。如果走线必须经过噪声源附近要用接地铜箔把它屏蔽起来或者在走线的两侧加接地过孔。采样走线上通常需要加RC滤波用来抑制高频噪声。RC滤波的电阻通常取1kΩ到10kΩ电容取100pF到1nF。具体数值需要根据采样时序来调整。如果RC时间常数太大采样电压的建立时间会变长可能导致采样时刻偏移输出电压不准。如果RC时间常数太小滤波效果不够采样容易被噪声干扰。我的经验是先用一个10kΩ的电阻和1nF的电容试一下然后用示波器观察采样引脚上的波形。如果波形上还有明显的开关噪声尖峰就增大电容或者电阻如果采样电压的上升沿变得太缓就减小电容或者电阻。通常需要反复调几次才能找到最佳值。另外采样走线的地线要单独走不要跟开关管的地线共用。最好从PSR控制器的地引脚单独拉一条线到输入电容的负极形成一个独立的采样地。这样可以避免开关噪声通过共地阻抗耦合到采样端。4.3 Y电容的位置与选型不是随便放一个就行Y电容是抑制共模噪声的关键器件它的作用是把原边和副边之间的共模噪声旁路到地。对于PSR电源Y电容通常跨接在原边地和副边地之间或者跨接在原边地和输出线缆的屏蔽层之间。Y电容的位置很关键。如果放在变压器附近它可以就近旁路变压器耦合过来的共模噪声效果最好。如果放在输出端它旁路的是已经通过输出线缆辐射出去的噪声效果会差一些。所以我的建议是Y电容尽量靠近变压器放置并且引线要短。Y电容的选型要注意两点一是容量二是耐压。容量方面对于5W到15W的PSR电源通常取100pF到1000pF。容量太小旁路效果不够容量太大漏电流会增加可能不符合安规要求。耐压方面Y电容的耐压要满足原副边之间的隔离电压要求通常选400VAC或者更高。还有一个细节Y电容的接地端要接到原边地而不是副边地。如果接反了共模噪声会通过Y电容耦合到副边反而加重辐射。另外Y电容的引线要尽量短最好直接焊在PCB上不要用飞线。5. 输入滤波器设计差模与共模的协同作战5.1 差模滤波X电容和差模电感的配合输入滤波器是抑制传导骚扰的第一道防线它分为差模滤波和共模滤波两部分。差模滤波主要针对150kHz到1MHz频段的差模噪声通常由X电容和差模电感组成。X电容跨接在输入线的火线和零线之间用来旁路差模噪声。对于PSR电源X电容的容量通常取0.1μF到0.47μF。容量太小低频段的差模噪声压不下去容量太大会增加漏电流同时可能跟输入电感形成谐振在某些频段反而放大噪声。差模电感串联在输入线上用来阻挡差模噪声。差模电感的感量通常取100μH到1mH。感量越大低频段的衰减越好但体积也越大直流电阻也越大会影响效率。对于小功率PSR电源我通常用100μH到470μH的差模电感配合0.22μF的X电容可以满足大多数应用场景。这里有个经验差模电感和X电容的谐振频率要避开开关频率及其低次谐波。比如开关频率是65kHz那么谐振频率最好设置在100kHz以上或者设置在30kHz以下。如果谐振频率刚好落在65kHz附近反而会放大开关频率的噪声。计算谐振频率的公式是f 1 / (2π√(L×C))其中L是差模电感感量C是X电容容量。你可以用这个公式来验证你的选型是否合理。5.2 共模滤波共模电感的选型与绕制共模滤波主要针对1MHz到30MHz频段的共模噪声通常由共模电感和Y电容组成。共模电感是在同一个磁芯上绕两组匝数相同的绕组分别串在火线和零线上。对于共模噪声两组绕组产生的磁通相互叠加呈现高阻抗对于差模噪声两组绕组产生的磁通相互抵消呈现低阻抗。共模电感的选型要注意三个参数感量、额定电流和寄生电容。感量通常取1mH到10mH感量越大低频段的共模衰减越好。额定电流要大于电源的最大输入电流否则磁芯会饱和感量急剧下降。寄生电容要尽可能小因为寄生电容会让高频共模噪声直接通过绕过电感。共模电感的绕制方式对寄生电容影响很大。常见的绕法有双线并绕和分槽绕制两种。双线并绕的寄生电容大但漏感小分槽绕制的寄生电容小但漏感大。对于PSR电源我建议用分槽绕制因为共模噪声的频率比较高寄生电容的影响更大。分槽绕制时两组绕组分别绕在磁芯的两侧中间用绝缘隔板隔开这样可以有效减小寄生电容。还有一个细节共模电感的磁芯材料要选高磁导率的比如锰锌铁氧体。高磁导率意味着同样的感量可以用更少的匝数实现从而减小寄生电容。但高磁导率的磁芯容易饱和所以额定电流要留足够的余量通常取最大输入电流的1.5倍到2倍。5.3 滤波器布局输入线、滤波器、变压器的顺序滤波器的布局顺序也很重要。正确的顺序是输入线接口 - 共模电感 - X电容 - 差模电感 - 变压器。这个顺序的逻辑是先滤共模再滤差模最后把剩下的噪声交给变压器和Y电容处理。如果顺序反了比如先滤差模再滤共模差模电感可能会跟共模电感形成谐振在某些频段放大噪声。另外X电容要放在共模电感和差模电感之间这样可以同时旁路差模噪声和共模噪声转换过来的差模分量。滤波器的地线要单独走不要跟开关管的地线共用。最好从输入接口的地引脚单独拉一条线到Y电容的地端形成一个独立的滤波地。这样可以避免开关噪声通过共地阻抗耦合到输入线上。还有一个细节滤波器的输入线和输出线要尽量远离不要平行走线否则会通过寄生电容耦合把输出端的噪声耦合回输入端形成正反馈。如果空间允许输入线和输出线最好垂直交叉或者用接地铜箔隔开。6. 常见问题与排查技巧实录6.1 传导骚扰超标从低频到高频的排查顺序传导骚扰超标是最常见的问题排查时要按照从低频到高频的顺序来。低频段150kHz到500kHz超标通常是差模噪声的问题重点查X电容和差模电感。中频段500kHz到5MHz超标通常是共模噪声和差模噪声混合的问题重点查共模电感和Y电容。高频段5MHz到30MHz超标通常是共模噪声的问题重点查变压器的屏蔽和PCB的接地。我整理了一个排查速查表供大家参考超标频段可能原因排查方法解决措施150kHz-500kHz差模滤波不足增大X电容或差模电感换用更大容量的X电容或更大感量的差模电感500kHz-1MHz差模和共模混合分别测量差模和共模噪声同时调整X电容、差模电感和共模电感1MHz-5MHz共模滤波不足增大共模电感或Y电容换用更大感量的共模电感或更大容量的Y电容5MHz-30MHz变压器屏蔽不足检查变压器屏蔽绕组增加屏蔽绕组或改善屏蔽接地30MHz以上PCB布局问题用近场探头扫描优化开关回路面积和接地设计这个表是我根据实际调试经验总结的不一定适用于所有情况但可以作为排查的起点。6.2 辐射骚扰超标近场探头怎么用才高效辐射骚扰超标比传导骚扰更难排查因为它涉及到空间电磁场的分布不像传导骚扰那样有明确的电路路径。我的经验是用近场探头配合频谱分析仪按照以下步骤来排查第一步把近场探头放在距离PCB表面1cm左右的位置扫描整个PCB找出辐射最强的区域。通常来说开关管漏极、变压器、次级二极管这三个区域辐射最强。第二步把近场探头固定在辐射最强的区域上方然后逐个改变电路参数观察频谱的变化。比如改变开关管的栅极电阻看辐射是否变化改变变压器的屏蔽接地方式看辐射是否变化改变Y电容的位置看辐射是否变化。第三步根据频谱的变化判断主要的辐射源和耦合路径。如果改变开关管栅极电阻对辐射影响很大说明开关管的dv/dt是主要噪声源如果改变变压器屏蔽对辐射影响很大说明变压器的共模耦合是主要路径如果改变Y电容位置对辐射影响很大说明共模噪声的旁路路径是关键。这里有个技巧近场探头有电场探头和磁场探头两种。电场探头对dv/dt噪声敏感磁场探头对di/dt噪声敏感。排查时最好两种探头都用分别测量电场和磁场辐射这样可以更准确地定位噪声源。6.3 采样异常导致的输出不稳跟EMC的关联有时候EMC测试没问题但电源的输出电压不稳定或者负载调整率很差。这种情况往往跟采样异常有关而采样异常又可能跟EMC设计有关。比如如果辅助绕组的屏蔽没做好开关噪声耦合到采样端PSR控制器可能会误判膝点位置导致采样电压偏高或偏低输出电压就会偏离设定值。如果采样走线的RC滤波时间常数太大采样电压的建立时间变长在负载突变时采样跟不上输出电压就会波动。排查这类问题时我通常会用示波器同时观察采样引脚上的波形和输出电压的波形。如果采样引脚上有明显的开关噪声尖峰说明屏蔽没做好如果采样电压的上升沿太缓说明RC滤波时间常数太大如果采样电压在负载突变时出现明显的延迟说明采样时序需要调整。解决方法是先优化变压器的屏蔽减少耦合到采样端的噪声然后调整RC滤波的时间常数在滤波效果和采样速度之间找到平衡最后如果还不行可以考虑在采样端加一个小的LC滤波器进一步抑制高频噪声。7. 几个容易被忽略的实操细节7.1 开关管栅极电阻的调整速度与EMC的平衡开关管的栅极电阻对EMC影响很大。栅极电阻越大开关管的开通和关断速度越慢dv/dt和di/dt越小EMC越好。但栅极电阻太大开关损耗会增加效率会下降而且可能导致开关管在死区时间内不能完全关断增加直通风险。我的经验是对于PSR电源栅极电阻通常取10Ω到100Ω。具体数值需要根据开关管的输入电容和驱动能力来调整。如果EMC测试发现高频段辐射超标可以尝试增大栅极电阻比如从10Ω增加到22Ω观察辐射是否改善。如果效率下降太多可以在栅极电阻上并联一个二极管让开通速度快、关断速度慢这样可以在保证效率的同时改善EMC。还有一个细节栅极电阻要尽量靠近开关管的栅极引脚引线要短。如果引线太长会引入额外的电感导致栅极波形振荡反而加重EMC问题。7.2 次级二极管的选择反向恢复特性很关键次级二极管的反向恢复特性对EMC影响很大。反向恢复时间越长反向恢复电流越大产生的di/dt噪声越强。对于PSR电源我建议用肖特基二极管因为肖特基二极管的反向恢复时间很短通常只有几十纳秒而且反向恢复电流很小。如果输出电流比较大肖特基二极管的压降会导致效率下降可以考虑用同步整流方案。但同步整流会增加电路复杂度而且同步整流管的开关时序需要精确控制否则可能产生更大的噪声。对于小功率PSR电源肖特基二极管通常是最佳选择。还有一个细节次级二极管的引脚要尽量短最好直接焊在PCB上不要用飞线。如果引脚太长会引入额外的电感跟二极管的结电容形成谐振产生高频振荡。7.3 散热片的接地方式浮空还是接原边地散热片的接地方式对EMC影响很大。如果散热片浮空它会成为一个天线辐射噪声。如果散热片接原边地它会把开关管的dv/dt噪声耦合到地上再通过地线辐射出去。如果散热片接副边地它会把原边的噪声耦合到副边加重共模噪声。我的经验是对于PSR电源散热片最好接原边地但在散热片和地之间加一个高频旁路电容比如1nF的陶瓷电容。这样可以给高频噪声提供一个低阻抗的旁路路径同时避免散热片成为天线。如果散热片跟开关管漏极之间的寄生电容比较大可以在散热片和开关管之间加一层绝缘垫片减小寄生电容。还有一个细节散热片的面积不要太大够用就行。面积越大天线效应越强辐射越严重。如果散热片必须做得比较大可以考虑用多个小散热片代替一个大散热片或者用导热垫片代替散热片。8. 最后再分享几个压箱底的小技巧第一个技巧在变压器的辅助绕组上串联一个小的磁珠可以抑制高频噪声耦合到采样端。磁珠的阻抗通常取100Ω到1000Ω在100MHz时具体数值需要根据噪声频率来选。这个技巧我试过很多次对改善采样稳定性效果很明显。第二个技巧在开关管的漏极和源极之间并联一个RC吸收电路可以抑制开关管关断时的尖峰电压。RC吸收电路的电阻通常取10Ω到100Ω电容取100pF到1nF。具体数值需要根据尖峰电压的频率和幅度来调整。这个技巧对改善辐射骚扰效果很明显但会增加一点损耗。第三个技巧在PCB的底层铺一层完整的接地铜箔并且用多个过孔把顶层和底层的地连接起来。这样可以减小地阻抗抑制共模噪声。过孔的间距最好小于λ/20其中λ是最高关注频率对应的波长。比如关注频率是100MHzλ是3米λ/20是15厘米过孔间距小于15厘米就可以了。第四个技巧如果EMC测试实在过不了可以在输出端加一个共模电感把输出线缆上的共模噪声再滤一次。这个技巧相当于给共模噪声加了一道防线通常能改善3到6个dB。但要注意输出端的共模电感会影响负载调整率所以感量不能太大通常取100μH到470μH。这些技巧都是我在实际项目中反复验证过的但每个电源的具体情况不同可能需要根据实际情况调整。我的建议是先按照文章里的思路把基础设计做好然后再用这些技巧去微调。基础设计做好了EMC通常不会差太多基础设计没做好光靠这些技巧也很难从根本上解决问题。