微波无源器件功分器 4 一种用于天线阵列的紧凑宽带四路双极化波导功分器

摘要：

一种新型紧凑和高效率，在一个同相2x4方案(四路)显示双极化的功分器的设计和仿真被提出了，两个基本的正交模式TE10和TE01在四个方波导处同相输出通过使用四个3端口个四个E面和两个H面功分结构。此功分末端接了两个商用波导(WR75)端口（每个用于一个极化）。所提出的无源器件可以被用作用于2x2天线阵列或者任意有着输入四端口当波导辐射单元的双极化馈网并且口径优于 $2.4\lambda$ 通常用于焦点天线(focal array)或者在GEO（geostationary earth orbit）应用的直接辐射单元。此功分是全金属的，使得其是卫星通信的理想备选。设计频带是Ku-Tx（10.7-12.75GHz），显示了优于20dB的回波损耗和优于30dB的正交模式的输入输出隔离。激励器也受到评估其加工容差的敏感度分析的影响(be subjected to)，显示了对于尺寸变化的健壮表现，同时当假定铝部分时其损耗约0.1dB。最终，一个 $2.5\lambda$ 口径尺寸的2x2阵列方案的紧凑拓扑被设计和优化了，其中口技效率的等级是原理设计的目标。此阵列之后被连接到激励获得最终的馈电系统。

索引词：

波导功分，双极化，十字转门结，OMT，喇叭天线阵列。

介绍：

随着卫星通信的发展，更紧凑和有效集成的微波器件很紧需。频谱效率可以通过双极化的使用实现，其保证了指定频带上数据传输能力的放大。一个OMT是一个微波器件，其分离或者合成正交极化并且通常用于给双极化天线馈电。

一个说明的分类在[2]中做出。大量的基于Boifot结的OMT被在宽频带内证实，显示了关于交叉极化隔离和回波损耗的稳定结果。一个对于BoifotOMT的替代是在[4]和[5]中成功实现的十字转门结为了单端口OMT的发展。这种结受到其集成灵活性和简单结构的特性，同时其保持了一个高效正交模结的所有特性。此外，同相双极化功分拓扑可以在有着稳定RF性能的2x2或者1x3方案中找到但是其结构也冗余。其他的波导双极化同相馈网或者间隙博导技术用于槽阵列天线也可以在文献中找到；然而，优于主要限制的工作带框和低回波损耗，他们不是卫星应用的合适解决方案。最终，在[10]中提了一种非常紧凑和高效率的2x4(4路)双极化波导功分器；然而，这个结构显示了一个限制的工作分数带宽近似(in the order of)为8%,同时约15%的频率方位被用于卫星应用。

本文原理性地提出了一个四路功分器，其包含覆盖整个Ku-Tx频带的宽带性能，和相对于[11]的对称（同等）双极化能力，其适用于多级波束性能网络。这意味着这个功分器使用E面接给每个包含十字转门结的每个腔体的输入端口馈电，导致了图1所示功分的所示原理图的四个方波导端口的等相功分。

这个结构显示两个输入和四个输出通道，被设计为全金属并且岂能被用为直接辐射阵列或者用于多波束卫星宽带应用的阵列馈电变形反射器，和实现高口径效率的多辐射单元。此外，给出保持了拓扑的对称性，相同的功分结构可以被拓展并应用到更大的输入阵列栅格（方型端口到端口距离）基于辐射单元的几何结构。因此，最终，一个口径尺寸为 $2.5\lambda$ （用于GEO卫星应用的口径尺寸）的2x2阵列被世界，优化用于实现最大口径效率和连接到双极化功分器。以这种方式，实现了一种新型的紧凑的馈电系统的发展。最终的馈电天线包括双极化辐射单元和作为激励馈网的所提出的功分。后者证实了所需的正交模（双极化）同相四路功分方案来正确给阵列馈电。

本文架构如下。在第二部分，描述了基本的设计考虑。在第三部分，给出了关于S参数和功率合成器的敏感度的仿真结果。第四部分给出了设计用于传递高口径效率，用于连接激励器形成一个天线馈点并最终在第五部分，讨论了结论和一些未来前进。

四路功分的设计和机械考量

四路功分通过使用 $\mu Wave Wizard$ 设计，同时HFSS和CST MWS也被使用用于全波仿真对于机械结构的验证。功分器的拓扑可以分为三个子结构。图2(a)示意了所提出的四路双极化功分器的整体配置（真空部分）。让我们考虑其在传输条件下的情况。

第一个子结构是一个四个三端口十字转门OMTs的阵列。在两个方OMT输出波导之间的距离约为 $1.25\lambda$ ，其中 $\lambda$ 是中心工作频率的波长。每个OMT提出了一个激励两个基本正交模式（TE10和TE01）的方波导和在腔体底部的两个横向矩形输入端口其中在每个边上激励两个正交模式。

在相邻的OMT之间，四个E面功分器被连接。有着四个十字转门OMT和E面功分的子结构如图2(b)所示。从E面功分器的原理工作可知，在功分的两个分支的输出给出了180度相位差如图3中有着OMT和E面功分的字结构的底视图和垂直切面图所示。以这种方式，对面的，共极化的相邻的输入横向矩形端口由TE10模式馈电但彼此间有着180度相位差。这个结构保证了电场对于四个OMT和对于两个正交模式(TE10和TE01)的电场同相。描述的以相同路径结构给馈电OMT腔体馈电是一种功分方案的原理更新相对于[10]中以往提出的工作。这就意味着相对[10]中的路径不等性和功分器的限制带宽，本文描述的结构保证了所有输入端口之间相同的RF路径避免了内部谐振。

接下来，在图2(b)中的子结构是一个8端口网络。有着四个输出方波导和四个输入矩形波导（四个E面功分的输入）。因此，E面功分的对面端口的同相重合被需要，以至于整个功分末端可接两个输入波导端口。所需的功分通过图2(c)和图2(d)所示的子结构的详细设计所实现分别用于第一个正交模式(电场分量)和第二个正交模式。这两个子结构当包含两个扭转，进一步连接到一个H面功分极度相似并且最终合适设计的波导弯头和锥形波导阶梯，他们所有最终都连接到商用矩形波导端口(WR75)。在图2(c)和图2(d)之间的子结构没有重叠，当图2(c)有着一个从扭转到H面功分的更大的过渡长度以至于保证了图2(d)第二个子结构的建立（堆叠）。

关于使用 $\mu Wave Wizard$ 对图2(b)子结构的设计和优化过程如下。此后，图2(c)和图2(d)中的子结构遵循四个主要原则：设计的紧凑性，其简单度，其机械和结构可行性和当然它的性能。在优化了四个OMT和E面功分的阵列的包括铣削半径的S参数(反射系数和交叉极化系数)后，之后的此8端口网络的的S参数被用于做一个图2(c)和图2(d)的两个子结构的特需(tailored)优化。换句话说，此四路双极化功分器的两个最终部分由图2(b)中四个OMT和E面功分的特定S参数的基础上优化。

最终，最终的设计被示意在图2(a)，由商业的全波软件(HFSS和CST)用于验证目的并且发展了一个包含7个金属堆叠层的金属模型。此金属模型在图4中示意。4路双极化波导功分器的整体尺寸为 $71\times71\times42mm^{3}$ 或者是 $2.77\lambda_0 \times 2.77\lambda_0 \times 1.65\lambda_0$ ,其中 $\lambda_0$ 是中心工作频率， $f_0 = 11.725GHz$ 的波长。双极化四路功分的整体尺寸献出了一个十分紧凑的微波器件。整体结构轻微大于但宽得多的带宽和健壮性比最优的产品[10]。

功分器的仿真结果

所有相对图4的机械模型（铝，电导率为 $3.56\times10^7$ Siemens/meter）被给出了。因此通过HFSS和CST的仿真结果都被给出，而一个对于结构的额外敏感度分析实施了以来估计对于机械容差的敏感度。

对于设计的2x4端口双极化同相波导功分器的计算S参数如图5-8所示。两个端口的反射系数在Ku-Tx频带(10.7-12.75GHz)上低于-23dB（10.7-12.75GHz）。仿真反射系数如图5所示其中端口1是从图2(c)中的结构开始的，端口2是从图2(d)中的结构开始的。交叉极化系数(不期望的正交模式激励的水平)低于-30dB并且端口到端口耦合低于-85dB，如图6所示。作为结果，传输系数(图7)显示了接近理想的值(-6dB)有着0.2-0.25dB的功率不平衡由于在H面之后的弯头。对于两个端口的插损为0.11dB并且在图8中示意。插损是一个非常重要的优点指标因为其显示了功率位置可以从与正交模功分器相连的多端口辐射单元的整体增益被牺牲。

最终，功分器受到敏感性分析的影响用来评估其对机械容差的响应。实现了多个仿真，考虑了一个高于 $\pm 50 \mu m$ 结构降级以 $\pm 10 \mu m$ 的逐步递增方式(step-wise way)。换句话说，整个结构的设计变量以 $\pm 10 \mu m$ 调整并且对于两个端口的反射系数被仿真了以至由于机械同查的不确定性被评估。对于两个端口的反射系数的仿真变化如图9所示，其中可以观察到一个相对稳定的表现。关于图4的堆叠金属部分的横向不匹配放置的相似仿真也被表示。相似地，结构的S参数对于这些例子甚至是不匹配放置值也提供了非常稳定的响应。

激励器连接到2x2阵列的仿真结果

当所提出的双极化功分被延伸用于天线阵列的激励网络，在这部分一个有着方型口径尺寸为 $2.5 \lambda \times 2.5 \lambda$ 紧凑的2x2阵列被连接到此功分，通过这种方式组成一个双极化馈源。方型喇叭天线的轮廓使用了模式匹配技术来优化来实现整个Ku-Tx带宽的最大口径效率。阵列和整个系统（激励器和阵列）通过全波仿真软件来验证并如图10所示。天线馈电系统的整体轮廓是 $3.5\lambda$ ，其比目前阶梯矩形口径喇叭最好的高口径效率紧凑得多.

计算的S参数和辐射性能如图11-13所示，显示了整体辐射单元的反射系数，对于两个端口在整个工作频带上显示了低于-20dB的水平。隔离度也保持了一个高水平。图12显示了在中心频率11.7GHz处的辐射方向图(最低和最高频点的辐射方向图表现类型并且为了简化在此忽略)。一个相对的共极化辐射方向图和非常低的最大交叉极化（低于-30dB）被保持了。仿真的峰值实现增益和口径效率如图13中所示；口径效率被定义为： $\eta_{App.Eff} = (\lambda^2G_{max}/(4\pi A))$ ，其中 $\lambda$ 为波长， $G_{max}$ 是天线的最大增益并且A为口径尺寸。口径效率在整个频带上在85-80%之间。